JP2006109018A - Ｆｍ復調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＦＭ変調パルス信号及び同相のＦＭ変調パルス信号の遅延信号の論理和を演算してパルス密度復調するとき、論理演算回路においてパルス幅の狭い検波パルスを用いるために論理演算回路に高速のデバイスが必要となり、検波パルスが周波数に依存する。
【解決手段】本発明に係るＦＭ復調装置は、ＦＭ変調パルス信号を入力するＦＭ変調信号入力端子と、前記ＦＭ変調信号入力端子からの前記ＦＭ変調パルス信号を一定の時間だけ遅延させてＦＭ変調パルス遅延信号として出力する信号遅延回路と、前記ＦＭ変調信号入力端子からの前記ＦＭ変調パルス信号と前記信号遅延回路からの前記ＦＭ変調パルス遅延信号との論理和を出力論理和信号として出力する信号論理和回路と、前記信号論理和回路の前記出力論理和信号を出力するＦＭ復調信号出力端子と、を備えることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、遅延検波方式を用いた広帯域ＦＭ復調装置に関する。

従来の遅延検波方式を用いた広帯域ＦＭ復調装置の一例を図１１に示す。図１１において、９１はリミッタ回路、９３は遅延回路、９４は論理演算回路、９５は低域通過フィルタである。従来のＦＭ復調装置は、ＦＭ変調信号をリミッタ回路９１に入力し、リミッタ回路９１の非反転出力端子９２ａから非反転信号９６ａを出力し、リミッタ回路９１の反転出力端子９２ｂから反転信号９６ｂを出力する。反転信号９６ｂは遅延回路９３に入力され、一定の時間だけ遅延されて反転遅延信号９６ｃとして出力される。非反転信号９６ａと反転遅延信号９６ｃは論理演算回路９４に入力さる。論理演算回路９４は、例えば論理積回路や論理和否定回路が用いられる。論理演算回路９４による演算の結果、論理演算出力信号９７を得て、積分回路を兼ねる低域通過フィルタ９５を介し、信号波を復調する。

さらに図１２で従来のＦＭ復調装置の検波動作について説明する。なお、本説明の論理演算の動作は正論理として説明する。図１２は、前述の非反転信号９６ａと反転信号９６ｃを、論理積演算して論理積出力信号９９ａを得る場合と、論理和否定演算して論理和否定出力信号９９ｂを得る場合とを示す。論理積演算する場合、非反転信号９６ａと反転信号９６ｃがともにＨｉｇｈの場合にＨｉｇｈ信号が出力され、論理積出力信号９９ａはＦＭ変調信号の周波数（周期Ｔ）に依存しない検波パルスとすることができる。論理積出力信号９９ａの検波パルスのパルス幅は、遅延回路９３の遅延時間Ｔｄのみにより定まる。同様に、論理和否定演算する場合、非反転信号９６ａと反転信号９６ｃがともにＬｏｗの場合にＨｉｇｈ信号が出力され、論理和否定出力信号９９ｂはＦＭ変調信号の周波数（周期Ｔ）に依存しない検波パルスとすることができる。論理和否定出力信号９９ｂの検波パルスのパルス幅は、遅延回路９３の遅延時間Ｔｄのみにより定まる。このようにパルス幅がＴｄで一定の検波パルスを得ることで、ＦＭ変調信号の周波数（周期Ｔ）中の検波パルスの疎密からパルス密度復調によりアナログ信号を得て、アナログ信号中の搬送波成分を低域通過フィルタ９５で除去し、信号波を復調する。

図１３は、論理演算回路９４に論理和否定回路を用いた場合の動作波形の詳細である。１０１は低周波動作波形、１０２は高周波動作波形、１０３は限界周波数動作波形を示す。論理出力の振幅を電圧Ｖ０とすると、ＦＭ変調信号の周波数ＦがＦ＝１／Ｔであるとき、出力電圧の平均値Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｖ０×Ｔｄ×Ｆとなる。Ｖｏｕｔは周波数Ｆに比例した値となり、周波数から電圧への変換効率であるＦ／Ｖ効率は、Ｖ０×Ｔｄとなる。この変換動作は限界周波数動作波形１０３に示すように、入力されるＦＭ変調信号の周期が２×Ｔｄになるまで正常に行なわれる。したがって、検波パルスを作成する回路の最高動作周波数Ｆｍａｘは、Ｆｍａｘ＝１／（２×Ｔｄ）となる。

遅延検波方式を用いた広帯域ＦＭ復調装置の論理演算回路９４には、論理積回路や論理和否定回路の他に排他的論理和回路を用いるものもある。排他的論理和回路を用いる場合、遅延信号には非遅延信号を反転しない同相の信号を用いる。排他的論理和回路を用いた場合は、入力信号の一周期中の立上りと立下りに二つの検波パルスが発生するので、遅延時間を同じにした場合、論理積回路や論理和否定回路を用いた場合の倍のＦ／Ｖ効率を得ることができる。

以上のように、従来の遅延検波方式を用いた広帯域ＦＭ復調装置では、論理演算回路の種別を問わず、いずれも遅延時間Ｔｄに等しいパルス幅の検波パルスを作成し、入力信号の１周期中の検波パルスの疎密からＦＭ復調信号を得ることを特徴としている（例えば、特許文献１を参照）。したがって、この従来の方式ではパルス幅の狭い検波パルスを作成するに当たり、論理演算回路には高速なデバイスを使用する必要があった。

また、遅延検波方式を用いた広帯域ＦＭ復調装置では、周波数から電圧への変換特性であるＦ／Ｖ特性の線形性を確保するため、検波パルスの振幅時間積分値（以降、この値を「面積」と表現する。）が入力信号の周波数によらず一定であることが求められる。実際の論理演算回路の出力は、立上り時間Ｔｒと立下り時間Ｔｆを有し、図１４に示すように台形型の検波パルスとなる。遅延時間Ｔｄが短くなると検波パルスの面積がＴｒ、Ｔｆに依存する比率が高くなり、遅延時間Ｔｄが（Ｔｒ＋Ｔｆ）／２より短くなると、検波パルスの面積がＴｒ、Ｔｆのみに依存したものとなる。このＴｒ、Ｔｆは入力信号の周波数が低いと増加する傾向がある。したがって、検波パルスの面積が周波数の影響を受けてしまい、Ｆ／Ｖ特性の線形性を損なう恐れがある。近時のＦＭ復調装置では、広帯域化の要求から、遅延時間Ｔｄをより小さく設定することが望まれるので、Ｔｒ、Ｔｆが検波パルスの面積に与える影響はいっそう顕著になってきている。どのような入力信号の周波数でもＴｒ、Ｔｆが一定となるようにするため、論理演算回路の前に利得を上げ十分なリミットをかけるためのリミッタアンプを設ける手段もあるが、消費電力が増加する問題があった。
特開２０００−２０９０３５号公報

本発明は、遅延検波方式を用いた広帯域ＦＭ復調装置が、ＦＭ変調パルス信号及び同相のＦＭ変調パルス信号の遅延信号の論理和を演算し、演算結果の信号をパルス密度復調するための検波パルスとする。これにより、論理演算回路においてパルス幅の狭い検波パルスを作成する必要が無く、結果として論理演算回路に高速のデバイスを必要としない。また、検波パルス中の追加パルスの面積は遅延時間のみによって定まる。これにより、Ｆ／Ｖ特性の線形性を確保したＦＭ復調装置を提供することを目的とする。

また本発明は、ＦＭ変調パルス信号及び同相のＦＭ変調パルス信号の遅延信号の論理和を演算し、ＦＭ変調パルス信号の反転信号及び同相のＦＭ変調パルス信号の反転信号の遅延信号の論理和を演算し、両論理和の演算信号をアナログ的に合成しパルス密度復調するための検波パルスとする。これにより、論理演算回路においてパルス幅の狭い検波パルスを作成する必要が無く、結果として論理演算回路に高速のデバイスを必要としない。また、搬送波成分を抑圧した検波パルスを得ることができ、この検波パルスの面積は遅延時間にのみ依存する。これにより、Ｆ／Ｖ特性の線形性を確保したＦＭ復調装置を提供することを目的とする。

さらに論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧を可変にすることで、Ｆ／Ｖ特性に非線形性がある場合に修正が可能になり、よりＦ／Ｖ特性の線形性を確保できるＦＭ復調装置を提供することを目的とする。加えて本発明は、論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧をＦＭ変調パルス信号の電圧の振幅の中心値に設定することで、論理演算回路の出力の立上り時間、立下り時間に影響されない検波パルスとすることができ、リミッタアンプを増設することなくＦ／Ｖ特性の線形性を確保できるＦＭ復調装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明は、ＦＭ変調パルス信号及び同相のＦＭ変調パルス信号の遅延信号の論理和を演算し、演算結果の信号をパルス密度復調するための検波パルスとするＦＭ復調装置とする。また本発明は、ＦＭ変調パルス信号及び同相のＦＭ変調パルス信号の遅延信号の論理和を演算し、ＦＭ変調パルス信号の反転信号及び同相のＦＭ変調パルス信号の反転信号の遅延信号の論理和を演算し、両論理和の演算信号をアナログ的に合成しパルス密度復調するための検波パルスとするＦＭ復調装置とする。さらに本発明は、論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧をＦＭ変調パルス信号の電圧の振幅の中心値に設定するＦＭ復調装置とする。加えて論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧を可変にするＦＭ復調装置とする。

具体的には、本発明に係るＦＭ復調装置は、ＦＭ変調パルス信号を入力するＦＭ変調信号入力端子と、前記ＦＭ変調信号入力端子からの前記ＦＭ変調パルス信号を一定の時間遅延させてＦＭ変調パルス遅延信号として出力する信号遅延回路と、前記ＦＭ変調信号入力端子からの前記ＦＭ変調パルス信号と前記信号遅延回路からの前記ＦＭ変調パルス遅延信号との論理和を出力論理和信号として出力する信号論理和回路と、前記信号論理和回路の前記出力論理和信号を出力するＦＭ復調信号出力端子と、を備えることを特徴とする。

ＦＭ変調パルス信号とＦＭ変調パルス遅延信号の論理和を演算し、パルス幅を広くして検波パルスを得ることで、論理演算回路においてパルス幅の狭い検波パルスを作成する必要が無く、結果として論理演算回路に高速のデバイスを必要としない。また、検波パルス中の遅延回路で追加したパルスの面積は遅延時間によって定まるため、追加したパルスによるＦ／Ｖ特性は線形となる。

本発明に係るＦＭ復調装置は、ＦＭ変調パルス信号を非反転パルス信号として入力する非反転入力端子と、ＦＭ変調パルス信号を反転した信号を反転パルス信号として入力する反転入力端子と、前記非反転入力端子からの前記非反転パルス信号を一定の時間遅延させて非反転パルス遅延信号として出力する第１遅延回路と、前記反転入力端子からの前記反転パルス信号を一定の時間遅延させて反転パルス遅延信号として出力する第２遅延回路と、 前記非反転入力端子からの前記非反転パルス信号と前記第１遅延回路からの前記非反転パルス遅延信号との論理和を非反転論理和信号として出力する第１論理和回路と、前記反転入力端子からの前記反転パルス信号と前記第２遅延回路からの前記反転パルス遅延信号との論理和を反転論理和信号として出力する第２論理和回路と、前記第１論理和回路からの前記非反転論理和信号と前記第２論理和回路からの前記反転論理和信号とを合成し出力するＦＭ復調信号出力端子と、を備えることを特徴とする。

第１論理和回路及び第２論理和回路では、遅延していない信号及び同相の遅延した信号の論理和を演算するだけで、第１論理和回路の出力と第２論理和回路の出力をアナログ的に合成して検波パルスを得る。ここで合成とは、アナログ的に電流出力を電流加算すること又はアナログ的に電圧出力を電圧加算することをいう。これにより、論理演算回路においてパルス幅の狭い検波パルスを作成する必要が無く、結果として論理演算回路に高速のデバイスを必要としない。また、搬送波成分を抑圧した検波パルスを得ることができる。この検波パルスの面積は遅延時間にのみ依存するためＦ／Ｖ特性の線形性を確保できる。さらにこの検波パルスは搬送波の立上り側と立下り側の二つが得られ、従来の排他的論理和回路を使用したＦＭ復調装置と同様、従来の論理積回路や論理和否定回路を用いた場合の倍のＦ／Ｖ効率が得られる。また、ＦＭ変調パルス信号とＦＭ変調パルス信号を反転した信号を入力とするため、本発明に係るＦＭ復調装置中に反転信号を得るための差動バッファ回路を要しない。

本発明に係るＦＭ復調装置は、ＦＭ変調パルス信号を入力するＦＭ変調信号入力端子と、 前記ＦＭ変調信号入力端子からの前記ＦＭ変調パルス信号を一定の時間遅延させてＦＭ変調パルス遅延信号として出力する信号遅延回路と、前記ＦＭ変調信号入力端子からの前記ＦＭ変調パルス信号を、非反転出力端子から前記ＦＭ変調パルス信号のまま非反転パルス信号として出力し、反転出力端子から前記ＦＭ変調パルス信号を反転させ反転パルス信号として出力する第１バッファ回路と、前記信号遅延回路からの前記ＦＭ変調パルス遅延信号を、非反転出力端子から前記ＦＭ変調パルス遅延信号のまま非反転パルス遅延信号として出力し、反転出力端子から前記ＦＭ変調パルス遅延信号を反転させ反転パルス遅延信号として出力する第２バッファ回路と、前記第１バッファ回路からの前記非反転パルス信号と前記第２バッファ回路からの前記非反転パルス遅延信号との論理和を非反転論理和信号として出力する第１論理和回路と、前記第１バッファ回路からの前記反転パルス信号と前記第２バッファ回路からの前記反転パルス遅延信号との論理和を反転論理和信号として出力する第２論理和回路と、前記第１論理和回路からの前記非反転論理和信号と前記第２論理和回路からの前記反転論理和信号とを合成し出力するＦＭ復調信号出力端子と、を備えることを特徴とする。

第１論理和回路及び第２論理和回路では、遅延していない信号及び同相の遅延した信号の論理和を演算するだけで、第１論理和回路の出力と第２論理和回路の出力をアナログ的に合成して検波パルスを得る。ここで合成とは、アナログ的に電流出力を電流加算すること又はアナログ的に電圧出力を電圧加算することをいう。これにより、論理演算回路においてパルス幅の狭い検波パルスを作成する必要が無く、結果として論理演算回路に高速のデバイスを必要としない。また、搬送波成分を抑圧した検波パルスを得ることができる。この検波パルスの面積は遅延時間にのみ依存するためＦ／Ｖ特性の線形性を確保できる。さらにこの検波パルスは搬送波の立上り側と立下り側の二つが得られ、従来の排他的論理和回路を使用したＦＭ復調装置と同様、従来の論理積回路や論理和否定回路を用いた場合の倍のＦ／Ｖ効率が得られる。また、反転信号を第１バッファ回路と第２バッファ回路により作成するため、本発明に係るＦＭ復調装置外部に反転信号を得るための差動バッファ回路を要しない。

本発明に係るＦＭ復調装置は、前記信号論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧は、可変であることが好ましい。閾値電圧を可変にすることで、Ｆ／Ｖ特性に非線形性がある場合に修正が可能になり、よりＦ／Ｖ特性の線形性を確保できる。

また、本発明に係るＦＭ復調装置は、前記第１論理和回路及び前記第２論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧は、可変であることが好ましい。閾値電圧を可変にすることで、Ｆ／Ｖ特性に非線形性がある場合に修正が可能になり、よりＦ／Ｖ特性の線形性を確保できる。

また、本発明に係るＦＭ復調装置は、前記信号論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧は、前記ＦＭ変調パルス信号の電圧の振幅の中心値であることが好ましい。信号論理和回路の出力の立上り時間、立下り時間に影響されない検波パルスとすることができ、リミッタアンプを増設することなくＦ／Ｖ特性の線形性を確保できる。

さらに、本発明に係るＦＭ復調装置は、前記第１論理和回路及び前記第２論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧は、前記ＦＭ変調パルス信号の電圧の振幅の中心値であることが好ましい。第１論理和回路と第２論理和回路の出力の立上り時間、立下り時間に影響されない検波パルスとすることができ、リミッタアンプを増設することなくＦ／Ｖ特性の線形性を確保できる。

さらに、本発明に係るＦＭ復調装置は、前記信号論理和回路からの前記出力論理和信号が、電流出力であることを含む。出力論理和信号が電流出力であることにより、本発明に係るＦＭ復調装置を複数使用してＦＭ復調信号を得る場合、能動素子を用いずに受動素子でもアナログ的に合成信号を得ることができる。

本発明に係るＦＭ復調装置は、前記第１論理和回路からの前記非反転論理和信号及び前記第２論理和回路からの前記反転論理和信号が、電流出力であることを含む。非反転論理和信号と反転論理和信号が、電流出力であることにより能動素子を用いずに受動素子でもアナログ的に合成信号を得ることができる。

また、本発明に係るＦＭ復調装置は、前記ＦＭ復調信号出力端子からの出力をパルス密度復調するパルス密度復調回路と、前記パルス密度復調回路からの出力の搬送波成分を除去し出力する低域通過フィルタを備えることが好ましい。パルス密度復調回路により、パルスの密度に応じたアナログ信号に変換し、これを低域通過フィルタで搬送波成分を除去することで、搬送波に変調された信号波を抽出することができる。

本発明により、遅延検波方式を用いた広帯域ＦＭ復調装置が、ＦＭ変調パルス信号及び同相のＦＭ変調パルス信号の遅延信号の論理和を演算し、演算結果の信号をパルス密度復調するための検波パルスとする。これにより、論理演算回路においてパルス幅の狭い検波パルスを作成する必要が無く、結果として論理演算回路に高速のデバイスを必要としない。また、検波パルス中の追加パルスの面積は遅延時間のみによって定まる。これにより、Ｆ／Ｖ特性の線形性を確保したＦＭ復調装置を提供することができる。

また、本発明により、ＦＭ変調パルス信号及び同相のＦＭ変調パルス信号の遅延信号の論理和を演算し、ＦＭ変調パルス信号の反転信号及び同相のＦＭ変調パルス信号の反転信号の遅延信号の論理和を演算し、両論理和の演算信号をアナログ的に合成しパルス密度復調するための検波パルスとする。これにより、論理演算回路においてパルス幅の狭い検波パルスを作成する必要が無く、結果として論理演算回路に高速のデバイスを必要としない。また、搬送波成分を抑圧した検波パルスを得ることができ、この検波パルスの面積は遅延時間にのみ依存するためＦ／Ｖ特性の線形性を確保できるＦＭ復調装置を提供することができる。

さらに、本発明により、論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧を可変にすることで、Ｆ／Ｖ特性に非線形性がある場合に修正が可能になり、よりＦ／Ｖ特性の線形性を確保できるＦＭ復調装置を提供することができる。加えて論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧をＦＭ変調パルス信号の電圧の振幅の中心値に設定することで、論理演算回路の出力の立上り時間、立下り時間に影響されない検波パルスとすることができ、リミッタアンプを増設することなくＦ／Ｖ特性の線形性を確保できるＦＭ復調装置を提供することができる。

以下、本発明について実施形態を示しながら詳細に説明するが本発明はこれらの記載に限定して解釈されない。以下、図１から図１０を参照しながら本実施形態に係るＦＭ復調装置について説明する。

（第１実施形態）
図１は、本実施形態に係るＦＭ復調装置１００の一形態を示す概略図である。ＦＭ復調装置１００は、信号遅延回路１と、信号論理和回路２とを備える。さらに、ＦＭ変調信号入力端子３と、ＦＭ復調信号出力端子４と、調整端子２８とを備える。

図１において、ＦＭ復調装置１００の信号の流れについて説明する。ＦＭ変調された信号は、リミッタ回路（不図示）により振幅を一定値に制限され、ＦＭ変調パルス信号５としてＦＭ変調信号入力端子３に入力される。図１においてＦＭ復調装置１００にはリミッタ回路を含まない構成としたが、ＦＭ復調装置１００にリミッタ回路を設ける構成とし、ＦＭ変調信号入力端子３への入力を振幅を一定値に制限される前のＦＭ変調された信号を入力するものとしても良い。信号遅延回路１は、ＦＭ変調信号入力端子３に入力されたＦＭ変調パルス信号５の時間を一定時間だけ遅延させ、ＦＭ変調パルス遅延信号６として出力する。信号論理和回路２は、ＦＭ変調パルス信号５とＦＭ変調パルス遅延信号６を入力し、これらの論理和を演算する。そして演算結果を、出力論理和信号７として出力する。出力論理和信号７は、ＦＭ復調信号出力端子４より出力される。

図４は、信号論理和回路２における検波動作の詳細を示す図である。図４の１０ａは、ＦＭ変調パルス信号の周波数が低い場合、図４の１０ｂは、ＦＭ変調パルス信号の周波数が高い場合、図４の１０ｃは、ＦＭ変調パルス信号の周波数が限界周波数である場合の動作波形を示す。信号論理和回路２に入力されたＦＭ変調パルス信号５とＦＭ変調パルス信号６は、図４の１０ａ、１０ｂ、１０ｃの各上段に示す関係になる。つまり、ＦＭ変調パルス信号６は、ＦＭ変調パルス信号５より遅延時間Ｔｄだけ遅延され、且つ同相で入力される。この２つの信号の論理和を演算すると、図４の１０ａ、１０ｂ、１０ｃの各下段に示すようにＦＭ変調パルス信号５が時間Ｔｄだけ長くなった検波パルスである出力論理和信号７を得る。検波パルスを時間Ｔｄだけ長くすることで、ＦＭ変調された信号が有する周波数よりも低い周波数を信号の中に含ませることができる。したがって、この検波パルスをパルス密度復調回路８でパルス密度復調してアナログ信号を得て、このアナログ信号を低域通過フィルタ９により搬送波成分を除去することにより信号波の抽出が可能になる。また、検波パルスである出力論理和信号７は従来のＦＭ復調装置の検波パルスよりも長い検波パルスである。従来の検波パルスは、パルス幅が狭く、これを演算処理するためには論理演算回路に高速のデバイスを必要としたが、本実施形態に係るＦＭ復調装置１００ではこの高速のデバイスを必要としない。

さらに、従来のＦＭ復調装置の検波パルスは、立上り時間Ｔｒ、立下り時間Ｔｆが周波数によって傾きが変わり、検波パルスの面積が周波数に依存して変わるために生じるＦ／Ｖ特性の非線形性の問題があったが、本実施形態に係るＦＭ復調装置１００ではこの問題が生じない。出力論理和信号７の遅延回路で追加したパルスの面積は、平行四辺形であり、遅延時間Ｔｄと検波パルスのＨｉｇｈ位置での電圧からＬｏｗ位置での電圧を減算して得る基準電圧Ｖ０によって定まる。したがって、この面積が周波数に影響される立上り時間Ｔｒ、立下り時間Ｔｆに依存せず、追加したパルスによるＦ／Ｖ特性は線形となり、検波パルスのＦ／Ｖ特性の線形性が確保される。

本実施形態に係るＦＭ復調装置１００では、図４の１０ｃに示すように限界周波数Ｆｍａｘは、Ｆｍａｘ＝１／（２×Ｔｄ＋Ｔｒ＋Ｔｆ）となる。この限界周波数は、Ｔｒ+Ｔｆに依存する分、従来のＦＭ復調装置の限界周波数より低くなるが、ＴｄはＦＭ復調信号のＳ／Ｎの許す範囲で小さくすることは可能であり、また、従来のＦＭ復調装置の限界をＦ／Ｖ特性が線形性を確保できる範囲と捉えると、実質的な限界周波数は本実施形態に係るＦＭ復調装置１００の方が大きく、広帯域のＦＭ復調装置とすることができる。

次に、図５を用いて本実施形態に係るＦＭ復調装置１００の信号論理和回路における論理閾値の設定について説明する。図５は、ＦＭ変調パルス信号５と、論理閾値１１と、信号論理和回路の出力である出力波形１及び出力波形２を示す。信号論理和回路にはリミッタ回路で振幅を一定値に制限したＦＭ変調パルス信号５が入力される。このリミッタ回路の利得が不足している場合、ＦＭ変調パルス信号５の立上り時間Ｔｒ、立下り時間Ｔｆが周波数の上昇とともに短くなるという事象は現実によく起こりうる。この場合、信号論理和回路の論理閾値をＦＭ変調パルス信号５の中心値よりも高く又は低く設定していると、出力波形１及び出力波形２に示すように、信号論理和回路が信号パルスとして捉える面積がＴｒ、Ｔｆに依存して変わる。したがって、ＦＭ復調装置としてＦ／Ｖ特性の線形性を確保できない。これに対して、論理閾値をＦＭ変調パルス信号５の中心値とすることで、Ｔｒ、Ｔｆが周波数に応じて短くなったり長くなったりしても、信号論理和回路が信号パルスとして捉える面積を一定にすることができる。これによりＦＭ復調装置としてＦ／Ｖ特性の線形性を確保できる。

図６は、図５の論理閾値１１を変化させた場合のＦ／Ｖ特性を示すグラフである。論理閾値を振幅の中心値よりも低く設定すると、ＦＭ変調パルス信号の周波数が高くなるとともにＴｒ、Ｔｆが小さくなり、信号論理和回路が信号パルスとして捉える面積が小さくなる。面積の減少にともなって、得られるＦＭ復調する信号の電圧も小さくなり、Ｆ／Ｖ特性は右肩下がりの特性を示す。一方、論理閾値を振幅の中心値よりも高く設定すると、ＦＭ変調パルス信号の周波数が高くなるとともにＴｒ、Ｔｆが小さくなり、信号論理和回路が信号パルスとして捉える面積が大きくなる。面積の増加にともなって、得られるＦＭ復調する信号の電圧も大きくなり、Ｆ／Ｖ特性は右肩上がりの特性を示す。論理閾値を設定し、Ｆ／Ｖ特性の線形性を維持できない帯域において、図１に示す調整端子２８により論理閾値を変化させることにより、Ｆ／Ｖ特性の線形性を確保することができる。

（第２実施形態）
図２は、本実施形態に係るＦＭ復調装置２００の一形態を示す概略図である。ＦＭ復調装置２００は、第１遅延回路１２と、第２遅延回路１３と、第１論理和回路１４と、第２論理和回路１５と、を備える。さらに、非反転入力端子１６と、反転入力端子１７と、ＦＭ復調信号出力端子１８と、調整端子２８と、を備える。

図２において、ＦＭ復調装置２００の信号の流れについて説明する。ＦＭ変調された信号は、リミッタ回路（不図示）により振幅を一定値に制限され、ＦＭ変調パルス信号５となる。また、ＦＭ変調パルス信号５は、反転回路（不図示）によりＦＭ変調パルス信号を反転した信号１９となる。ＦＭ変調パルス信号５は、非反転入力端子１６から入力される。非反転入力端子１６に入力された信号の名称を非反転パルス信号２０とする。ＦＭ変調パルス信号を反転した信号１９は、反転入力端子１７から入力される。ここで反転入力端子１７に入力された信号の名称を反転パルス信号２１とする。図２においてＦＭ復調装置２００にはリミッタ回路及び反転回路を含まない構成としたが、ＦＭ復調装置２００にリミッタ回路と反転回路を設ける構成とし、非反転入力端子１６に振幅を一定値に制限される前のＦＭ変調された信号を入力する。さらにリミッタ回路の出力を反転回路で反転し、反転入力端子１７に入力することとしても良い。第１遅延回路１２は、非反転パルス信号２０を一定時間だけ遅延させ、非反転パルス遅延信号２２を出力する。第２遅延回路１３は、反転パルス信号２１を一定時間だけ遅延させ、反転パルス遅延信号２３を出力する。第１論理和回路１４は、非反転パルス信号２０と非反転パルス遅延信号２２を入力し、これらの論理和を演算する。そして演算結果を、非反転論理和信号２４として出力する。第２論理和回路１５は、反転パルス信号２１と反転パルス遅延信号２３を入力し、これらの論理和を演算する。そして演算結果を、反転論理和信号２５として出力する。図２において非反転論理和信号２４と反転論理和信号２５は電流信号である。非反転論理和信号２４と反転論理和信号２５は合成、すなわちアナログ的に電流加算され、ＦＭ復調信号２６としてＦＭ復調信号出力端子１８から出力される。ここで、非反転論理和信号２４と反転論理和信号２５を電圧信号として電圧加算することとしても良い。

図７は、第１論理和回路１４及び第２論理和回路１５における検波動作の詳細を示す。図７は、非反転パルス信号２０と非反転パルス遅延信号２２からなる第１論理和回路入力波形３０と、反転パルス信号２１と反転パルス遅延信号２３からなる第２論理和回路入力波形３１と、論理和演算結果である第１論理和波形３２と、第１論理和波形３２の搬送波成分である第１論理和搬送波成分３３と、第１論理和波形３２の検波成分である第１論理和検波成分３４と、論理和演算結果である第２論理和波形３５と、第２論理和波形３５の搬送波成分である第２論理和搬送波成分３６と、第２論理和波形３５の検波成分である第２論理和検波成分３７と、第１論理和波形３２と第２論理和波形３５を合成した合成波形３８と、合成波形の実形状３９とを示す。

第１論理和回路入力波形３０と第２論理和回路入力波形３１は上下反転した波形である。第１論理和波形３２は、論理和演算した結果、もとの非反転パルス信号２０が遅延時間Ｔｄだけ延長された信号となる。同様に第２論理和波形３５は、論理和演算した結果、もとの反転パルス信号２１が遅延時間Ｔｄだけ延長された信号となる。第１論理和波形３２は、概念的に第１論理和搬送波成分３３と、第１論理和検波成分３４とが合成されたものと考えることができる。同様に第２論理和波形３５は、概念的に第２論理和搬送波成分３６と、第２論理和検波成分３７とが合成されたものと考えることができる。したがって、第１論理和波形３２と第２論理和波形３５を合成すると、搬送波成分である第１論理和搬送波成分３３と第２論理和搬送波成分３６とは相殺され、概念的には合成波形３８に示すような平行四辺形の検波パルスを抽出することができる。平行四辺形の検波パルスの面積は底辺が遅延時間Ｔｄであり、高さがパルスの電圧であるため、入力の周波数に依存するＴｒ、Ｔｆに影響されること無く不変である。したがって、広い入力周波数にわたり高いＦ／Ｖ特性の線形性を確保できる。実際の検波パルスの形状は、第１論理和波形３２と第２論理和波形３５を合成して得るので、合成波形の実形状３９に示す台形形状となるが、合成波形３８の平行四辺形検波パルスと面積は等しいので、Ｆ／Ｖ特性の線形性を確保できる。さらに、合成波形３８の検波パルスは、搬送波の１周期中に２つ得られるので、従来の排他的論理和回路を使用した検波回路と同等のＦ／Ｖ効率を得ることができる。

（第３実施形態）
図３は、本実施形態に係るＦＭ復調装置３００の一形態を示す概略図である。ＦＭ復調装置３００は、信号遅延回路１と、第１バッファ回路４１と、第２バッファ回路４２と、第１論理和回路１４と、第２論理和回路１５と、を備える。さらに、ＦＭ変調信号入力端子３と、ＦＭ復調信号出力端子１８と、調整端子２８と、を備える。

図３において、ＦＭ復調装置３００の信号の流れについて説明する。ＦＭ変調された信号は、リミッタ回路（不図示）により振幅を一定値に制限され、ＦＭ変調パルス信号５としてＦＭ変調信号入力端子３から入力される。図３においてＦＭ復調装置３００にはリミッタ回路を含まない構成としたが、ＦＭ復調装置３００にリミッタ回路を設ける構成とし、ＦＭ変調信号入力端子３への入力を振幅を一定値に制限される前のＦＭ変調された信号を入力するものとしても良い。信号遅延回路１は、ＦＭ変調信号入力端子３に入力されたＦＭ変調パルス信号５の時間を一定時間だけ遅延させ、ＦＭ変調パルス遅延信号６として出力する。第１バッファ回路４１は、ＦＭ変調パルス信号５を入力し、非反転出力端子からＦＭ変調パルス信号５をそのまま出力する。この出力の名称を非反転パルス信号２０とする。また、第１バッファ回路４１は、反転出力端子からＦＭ変調パルス信号５の正負を反転させ出力する。この出力の名称を反転パルス信号２１とする。第２バッファ回路４２は、ＦＭ変調パルス遅延信号６を入力し、非反転出力端子からＦＭ変調パルス遅延信号６をそのまま出力する。この出力の名称を非反転パルス遅延信号２２とする。また、第２バッファ回路４２は、反転出力端子からＦＭ変調パルス遅延信号６の正負を反転させ出力する。この出力の名称を反転パルス遅延信号２３とする。第１論理和回路１４は、非反転パルス信号２０と非反転パルス遅延信号２２を入力し、これらの論理和を演算する。そして演算結果を、非反転論理和信号２４として出力する。第２論理和回路１５は、反転パルス信号２１と反転パルス遅延信号２３を入力し、これらの論理和を演算する。そして演算結果を、反転論理和信号２５として出力する。図３において非反転論理和信号２４と反転論理和信号２５は電流信号である。非反転論理和信号２４と反転論理和信号２５は合成、すなわちアナログ的に電流加算され、ＦＭ復調信号２６としてＦＭ復調信号出力端子１８から出力される。ここで、非反転論理和信号２４と反転論理和信号２５を電圧信号として電圧加算することとしても良い。

本実施形態に係るＦＭ復調装置３００の第１論理和回路１４及び第２論理和回路１５における検波動作は、図７で説明した第２実施形態に係るＦＭ復調装置２００の検波動作と同じである。したがって、搬送波成分は相殺され、概念的には平行四辺形の検波パルスを抽出することができる。平行四辺形の検波パルスの面積は底辺が遅延時間Ｔｄであり、高さがパルスの電圧であるため、入力の周波数に依存するＴｒ、Ｔｆに影響されること無く不変である。したがって、広い入力周波数にわたり高いＦ／Ｖ特性の線形性を確保できる。実際の検波パルスの形状は台形形状となるが、概念的に得られる平行四辺形の検波パルスと面積は等しいので、Ｆ／Ｖ特性の線形性を確保できる。さらに搬送波の１周期中に検波パルスを２つ得られるので、従来の排他的論理和回路を使用した検波回路と同等のＦ／Ｖ効率を得ることができる。

（第４実施形態）
図８は、本実施形態に係るＦＭ復調装置４００の一形態を示す概略図である。ＦＭ復調装置４００は、第２実施形態に係るＦＭ復調装置２００を２つ備え、夫々を第１ＦＭ復調部５０ａと第２ＦＭ復調部５０ｂとする。図８では、第２実施形態に係るＦＭ復調装置２００を２つ備える形態としたが、第３実施形態に係るＦＭ復調装置３００を２つ備えることとしても良い。また、図８では、第２実施形態に係るＦＭ復調装置２００を２つ備える形態としたが、第２実施形態に係るＦＭ復調装置２００または第３実施形態に係るＦＭ復調装置３００を複数備える形態としても良い。第１ＦＭ復調部５０ａの非反転入力端子１６ａと第２ＦＭ復調部５０ｂの非反転入力端子１６ｂとが接続され、第１ＦＭ復調部５０ａの反転入力端子１７ａと第２ＦＭ復調部５０ｂの反転入力端子１７ｂとが接続される。また、第１ＦＭ復調部５０ａのＦＭ復調信号出力端子１８ａと第２ＦＭ復調部５０ｂのＦＭ復調信号出力端子１８ｂとが接続され、この接続部をＦＭ復調合成信号出力端子５１とする。ＦＭ復調合成信号出力端子５１は、第１ＦＭ復調部５０ａからのＦＭ復調信号２６ａと第２ＦＭ復調部５０ｂからのＦＭ復調信号２６ｂを合成したＦＭ復調合成信号５２を出力する。

また、第１ＦＭ復調部５０ａの第１遅延回路１２ａ及び第２遅延回路１３ａは入力される信号を一定時間Ｔｄだけ遅延させ、第１ＦＭ復調部５０ｂの第１遅延回路１２ｂ及び第２遅延回路１３ｂは入力される信号を第１ＦＭ復調部５０ａの第１遅延回路１２ａ及び第２遅延回路１３ａと異なる時間Ｔｄ’だけ遅延させる。

前述したように第１実施形態乃至第３実施形態のＦＭ復調装置は、パルス幅の狭い検波パルスを論理演算回路で作成しないことにより広帯域でＦ／Ｖ特性の線形性を確保でき、さらに周波数が比較的高い領域で線形性が維持できない場合にも論理閾値の微調整を行なうことでＦ／Ｖ特性の線形性を確保できる。しかし、さらに広帯域のＦＭ復調を行なう場合、論理演算回路に高速なデバイスを使用し実現を図る。この場合、論理演算回路の出力波形には、高速なデバイスを使用することにともなうオーバーシュートやアンダーシュートに起因するリンギングが発生し、その影響でＦ／Ｖ特性に高次の非線形誤差が発生する場合がある。このＦ／Ｖ特性の高次の非線形誤差を修正するため、本実施形態に係るＦＭ復調装置４００を用いることができる。本実施形態に係るＦＭ復調装置４００が、第２実施形態に係るＦＭ復調装置２００または第３実施形態に係るＦＭ復調装置３００を複数備え、第１ＦＭ復調部５０ａの遅延時間Ｔｄと、第２ＦＭ復調部５０ｂの遅延時間Ｔｄ’を異なる時間とし、第１ＦＭ復調部５０ａ及び第２ＦＭ復調部５０ｂのそれぞれの出力の非線形誤差を調整端子２８で調整し、これを適当な比で加算することで非線形誤差を平均化し、広帯域での線形性の改善が図れる。

図９、図１０を用いて高次の非線形誤差を改善できることについて説明する。図９、図１０では、第１ＦＭ復調部５０ａの遅延時間Ｔｄを、第２ＦＭ復調部５０ｂの遅延時間Ｔｄ’より長く設定している。図９は、図８に示した第１ＦＭ復調部５０ａからのＦＭ復調信号２６ａと、第２ＦＭ復調部５０ｂからのＦＭ復調信号２６ｂと、ＦＭ復調合成信号５２のＦ／Ｖ効率を示すグラフで、横軸は周波数、縦軸は電圧を示す。ＦＭ復調信号２６ａのＦ／Ｖ効率は、第１ＦＭ復調部５０ａの遅延時間が長いことにより、ＦＭ復調信号２６ｂのＦ／Ｖ効率より大きなものとなっている。ＦＭ復調合成信号５２のＦ／Ｖ効率は、ＦＭ復調信号２６ａとＦＭ復調信号２６ｂを合成したものであり、Ｆ／Ｖ効率はより大きいものとなる。非線形誤差は非常に小さい値であり、図９ではその差異がわからない。そこで、夫々のＦ／Ｖ特性に対し、１〜３ＧＨｚまでのデータから最小二乗法により理想直線を求め、理想直線との誤差を直線の傾きで規格化したものを規格化誤差として図１０に示した。

図１０は、ＦＭ復調信号２６ａの規格化誤差と、ＦＭ復調信号２６ｂの規格化誤差と、ＦＭ復調合成信号５２の規格化誤差とを示す。本実施形態に係るＦＭ復調装置４００では論理演算回路に高速のデバイスを使用しているため、高周波側で検波動作が破綻する以前にリンギングの影響による高次の非線形誤差が現れる。ＦＭ復調信号２６ａは、遅延時間Ｔｄが大きい分Ｆ／Ｖ効率は大きくなるが、検波動作が破綻する周波数はその分低くなる。一方、ＦＭ復調信号２６ｂは、遅延時間Ｔｄが小さい分検波動作が破綻する周波数は高くなるが、Ｆ／Ｖ効率が低くなり、規格化された高次の非線形誤差も大きく現れる。ＦＭ復調合成信号５２は、ＦＭ復調信号２６ａとＦＭ復調信号２６ｂを加算したもので、夫々の非線形誤差が平均化され、線形性が改善されていることがわかる。このように本実施形態に係るＦＭ復調装置４００とすることで、非常に高い線形性をもったＦＭ復調装置とすることができる。

上記の第１実施形態乃至第３実施形態に係るＦＭ復調装置のＦＭ復調信号出力端子及び第４実施形態に係るＦＭ復調装置のＦＭ復調合成信号出力端子は、パルス密度復調回路により、パルスの密度に応じたアナログ信号に変換される。パルス密度復調回路とは、ある一定周期内に存在するパルス数、すなわちパルス密度をもってパルス信号をアナログ信号に復調する回路である。このパルス密度復調回路の出力を低域通過フィルタで搬送波成分を除去し、搬送波に変調された信号波を抽出する。

上記の第１実施形態に係るＦＭ復調装置の信号論理和回路、第２実施形態乃至第４実施形態に係るＦＭ復調装置の第１論理和回路及び第２論理和回路は、正論理として記載しているが、負論理として構成しても良い。

第１実施形態に係るＦＭ復調装置の概略図である。 第２実施形態に係るＦＭ復調装置の概略図である。 第３実施形態に係るＦＭ復調装置の概略図である。 第１実施形態に係るＦＭ復調装置の信号論理和回路の検波動作を示す図である。 第１実施形態に係るＦＭ復調装置の信号論理和回路の論理閾値の設定を説明する図である。 論理閾値とＦ／Ｖ特性の関係を示すグラフである。 第１論理和回路及び第２論理和回路における検波動作を示す図である。 第４実施形態に係るＦＭ復調装置の概略図である。 第４実施形態に係るＦＭ復調装置のＦ／Ｖ特性を示すグラフである。 第４実施形態に係るＦＭ復調装置の規格化誤差を示すグラフである。 従来のＦＭ復調装置の概略図である。 従来のＦＭ復調装置の論理演算回路の検波動作を示す図である。 従来のＦＭ復調装置の論理演算回路の動作波形の詳細を示す図である。 従来のＦＭ復調装置の検波波形のＴｒ、Ｔｆ依存性を示す図である。

符号の説明

１，信号遅延回路
２，信号論理和回路
３，ＦＭ変調信号入力端子
４，ＦＭ復調信号出力端子
５，ＦＭ変調パルス信号
６，ＦＭ変調パルス遅延信号
７，出力論理和信号
８，パルス密度復調回路
９，低域通過フィルタ
１０ａ，低周波動作波形
１０ｂ，高周波動作波形
１０ｃ，限界周波数動作波形
１１，論理閾値
１２，１２ａ，１２ｂ，第１遅延回路
１３，１３ａ，１３ｂ，第２遅延回路
１４，１４ａ，１４ｂ，第１論理和回路
１５，１５ａ，１５ｂ，第２論理和回路
１６，１６ａ，１６ｂ，非反転入力端子
１７，１７ａ，１７ｂ，反転入力端子
１８，１８ａ，１８ｂ，ＦＭ復調信号出力端子
１９，ＦＭ変調パルス信号を反転した信号
２０，非反転パルス信号
２１，反転パルス信号
２２，非反転パルス遅延信号
２３，反転パルス遅延信号
２４，非反転論理和信号
２５，反転論理和信号
２６，２６ａ，２６ｂ，ＦＭ復調信号
２８，調整端子
３０，第１論理和回路入力波形
３１，第２論理和回路入力波形
３２，第１論理和波形
３３，第１論理和搬送波成分
３４，第１論理和検波成分
３５，第２論理和波形
３６，第２論理和搬送波成分
３７，第２論理和検波成分
３８，合成波形
３９，合成波形の実形状
４１，第１バッファ回路
４２，第２バッファ回路
５０ａ，第１ＦＭ復調部
５０ｂ，第２ＦＭ復調部
５１，ＦＭ復調合成信号出力端子
５２，ＦＭ復調合成信号
９１，リミッタ回路
９２ａ，非反転出力端子
９２ｂ，反転出力端子
９３，遅延回路
９４，論理演算回路
９５，低域通過フィルタ
９６ａ，非反転信号
９６ｂ，反転信号
９６ｃ，反転遅延信号
９７，論理演算出力信号
９９ａ，論理積出力信号
９９ｂ，論理和否定出力信号
１００，ＦＭ復調装置
１０１，低周波動作波形
１０２，高周波動作波形
１０３，限界周波数動作波形
２００，３００，４００，ＦＭ復調装置

Claims (10)

1. ＦＭ変調パルス信号を入力するＦＭ変調信号入力端子と、
   前記ＦＭ変調信号入力端子からの前記ＦＭ変調パルス信号を一定の時間遅延させてＦＭ変調パルス遅延信号として出力する信号遅延回路と、
   前記ＦＭ変調信号入力端子からの前記ＦＭ変調パルス信号と前記信号遅延回路からの前記ＦＭ変調パルス遅延信号との論理和を出力論理和信号として出力する信号論理和回路と、
   前記信号論理和回路の前記出力論理和信号を出力するＦＭ復調信号出力端子と、
   を備えることを特徴とするＦＭ復調装置。
2. ＦＭ変調パルス信号を非反転パルス信号として入力する非反転入力端子と、
   ＦＭ変調パルス信号を反転した信号を反転パルス信号として入力する反転入力端子と、
   前記非反転入力端子からの前記非反転パルス信号を一定の時間遅延させて非反転パルス遅延信号として出力する第１遅延回路と、
   前記反転入力端子からの前記反転パルス信号を一定の時間遅延させて反転パルス遅延信号として出力する第２遅延回路と、
   前記非反転入力端子からの前記非反転パルス信号と前記第１遅延回路からの前記非反転パルス遅延信号との論理和を非反転論理和信号として出力する第１論理和回路と、
   前記反転入力端子からの前記反転パルス信号と前記第２遅延回路からの前記反転パルス遅延信号との論理和を反転論理和信号として出力する第２論理和回路と、
   前記第１論理和回路からの前記非反転論理和信号と前記第２論理和回路からの前記反転論理和信号とを合成し出力するＦＭ復調信号出力端子と、
   を備えることを特徴とするＦＭ復調装置。
3. ＦＭ変調パルス信号を入力するＦＭ変調信号入力端子と、
   前記ＦＭ変調信号入力端子からの前記ＦＭ変調パルス信号を一定の時間遅延させてＦＭ変調パルス遅延信号として出力する信号遅延回路と、
   前記ＦＭ変調信号入力端子からの前記ＦＭ変調パルス信号を、非反転出力端子から前記ＦＭ変調パルス信号のまま非反転パルス信号として出力し、反転出力端子から前記ＦＭ変調パルス信号を反転させ反転パルス信号として出力する第１バッファ回路と、
   前記信号遅延回路からの前記ＦＭ変調パルス遅延信号を、非反転出力端子から前記ＦＭ変調パルス遅延信号のまま非反転パルス遅延信号として出力し、反転出力端子から前記ＦＭ変調パルス遅延信号を反転させ反転パルス遅延信号として出力する第２バッファ回路と、
   前記第１バッファ回路からの前記非反転パルス信号と前記第２バッファ回路からの前記非反転パルス遅延信号との論理和を非反転論理和信号として出力する第１論理和回路と、
   前記第１バッファ回路からの前記反転パルス信号と前記第２バッファ回路からの前記反転パルス遅延信号との論理和を反転論理和信号として出力する第２論理和回路と、
   前記第１論理和回路からの前記非反転論理和信号と前記第２論理和回路からの前記反転論理和信号とを合成し出力するＦＭ復調信号出力端子と、
   を備えることを特徴とするＦＭ復調装置。
4. 前記信号論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧は、可変であることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ復調装置。
5. 前記第１論理和回路及び前記第２論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧は、可変であることを特徴とする請求項２又は３に記載のＦＭ復調装置。
6. 前記信号論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧は、前記ＦＭ変調パルス信号の電圧の振幅の中心値であることを特徴とする請求項１又は４に記載のＦＭ復調装置。
7. 前記第１論理和回路及び前記第２論理和回路における入力されたパルスを論理演算するための閾値電圧は、前記ＦＭ変調パルス信号の電圧の振幅の中心値であることを特徴とする請求項２、３又は５に記載のＦＭ復調装置。
8. 前記信号論理和回路からの前記出力論理和信号が、電流出力であることを特徴とする請求項１、４又は６に記載のＦＭ復調装置。
9. 前記第１論理和回路からの前記非反転論理和信号及び前記第２論理和回路からの前記反転論理和信号が、電流出力であることを特徴とする請求項２、３、５又は７に記載のＦＭ復調装置。
10. 前記ＦＭ復調信号出力端子からの出力をパルス密度復調するパルス密度復調回路と、前記パルス密度復調回路からの出力の搬送波成分を除去し出力する低域通過フィルタを備えることを特徴とする請求項１から９に記載のＦＭ復調装置。
    

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