JP2007201691A - 正弦波発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】実装面積を削減し得る正弦波発生回路を提供する。
【解決手段】正弦波発生回路２０では、定電流源Ｃur11に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む所定電流Ｉを他端側に導き得る抵抗Ｒ11および抵抗Ｒ12と、定電流源Ｃur11よりも低い電位に設定されるアースＧndに一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこのアースＧndに導き得る抵抗Ｒ13および抵抗Ｒ14と、抵抗Ｒ11の他端側と抵抗Ｒ13の他端側の間に接続されるＰＮＰ型のトランジスタＴｒ11と、このトランジスタＴｒ11と同じＰＮＰ型で抵抗Ｒ12の他端側と抵抗Ｒ14の他端側の間に接続されるトランジスタＴｒ12と、により差動対を構成し、この差動対に一方の入力であるトランジスタＴｒ11のベースに所定の三角波形を有する電圧信号Ｖsgを入力し、他方の入力であるトランジスタＴｒ12のベースに電圧信号Ｖsgによる三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧Ｖrefを入力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、擬似的な正弦波を供給可能な正弦波発生回路に関するものである。

従来の正弦波発生回路として、例えば下記特許文献１に開示される「正弦波発振回路」がある。これによると、正の基準電圧＋Ｖｒｅｆを比較電圧とするコンパレータＡ１と負の基準電圧−Ｖｒｅｆを比較電圧とするコンパレータＡ２とを用いて０ボルトを中心に±Ｖｒｅｆで振幅する方形波を生成し、この方形波を所定の周波数帯域のバンドパスフィルタ１に入力することによって当該バンドパスフィルタ１から所望の正弦波を発生可能に構成している（特許文献１；段落番号００１５〜００２２、図１、図２）。
特開平９−１８１５２９号公報

しかしながら、上記特許文献１に開示されるような従来の正弦波発生回路によると、複数のコンデンサＣや抵抗Ｒで構成されるバンドパスフィルタ１を必要とすることから、基板上での実装面積が大きくなりがちで、特に所望とする正弦波の周波数が低い場合には、コンデンサＣや抵抗Ｒの値が必然的に大きくなるため、これら受働部品の体積増からさらなる実装面積の増加を招くという問題がある。

このような実装面積の増大は、単にプリント配線用の基板面積を増大させるばかりでなく、当該正弦波発生回路を集積回路（ＩＣ）化する場合には、チップサイズの制限等からＩＣ化が困難になるという問題も招来する。

また、特許文献１に開示されるように、一旦、方形波を生成してからバンドパスフィルタを介して正弦波を得るような回路を構成した場合には、方形波自体に含まれる高周波成分や方形波の高調波をバンドパスフィルタで完全に除去できるわけではない。そのため、発生した正弦波に当該高周波（高調波）成分が含まれている可能性がある。またバンドパスフィルタに入力されるまでの配線パターン等を介してこのような方形波が外部空間に放射される可能性もある。このため、当該正弦波発生回路が予定外の高周波ノイズの発生源になり得るという問題がある。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、実装面積を削減し得る正弦波発生回路を提供することにある。また、本発明の別の目的は、高周波ノイズの発生源となり難い正弦波発生回路を提供することにある。

上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項１の正弦波発生回路では、所定電流を供給可能な電流源と、前記電流源に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む前記所定電流を他端側に導き得る第１抵抗および第２抵抗と、前記電流源よりも低い電位に設定される基準電位に一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこの基準電位に導き得る第３抵抗および第４抵抗と、前記第１抵抗の他端側と前記第３抵抗の他端側の間に接続される所定導電型の第１トランジスタと、前記第１トランジスタと同じ導電型で、前記第２抵抗の他端側と前記第４抵抗の他端側の間に接続される第２トランジスタと、前記第１トランジスタのベースに接続され、所定の三角波形を有する電圧信号をこのベースに供給可能な信号発生源と、前記第２トランジスタのベースに接続され、前記信号発生源から出力される前記電圧信号による三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧をこのベースに供給可能な基準電圧源と、前記第１トランジスタと前記第３抵抗との接続ノードに接続される出力端子と、を備えることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項２の正弦波発生回路では、請求項１記載の正弦波発生回路において、前記第２トランジスタと前記第４抵抗との接続ノードには、他の出力端子が接続されていることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項３の正弦波発生回路では、所定電流を供給可能な電流源と、前記電流源に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む前記所定電流を他端側に導き得る第１抵抗および第２抵抗と、前記電流源よりも低い電位に設定される基準電位に一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこの基準電位に導き得る第３抵抗および第４抵抗と、前記第１抵抗の他端側と前記第３抵抗の他端側の間に接続される所定導電型の第１電界効果トランジスタと、前記第１電界効果トランジスタと同じ導電型で、前記第２抵抗の他端側と前記第４抵抗の他端側の間に接続される第２電界効果トランジスタと、前記第１電界効果トランジスタのゲートに接続され、所定の三角波形を有する電圧信号をこのゲートに供給可能な信号発生源と、前記第２電界効果トランジスタのゲートに接続され、前記信号発生源から出力される前記電圧信号による三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧をこのゲートに供給可能な基準電圧源と、前記第１電界効果トランジスタと前記第３抵抗との接続ノードに接続される出力端子と、を備えることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項４の正弦波発生回路では、請求項３記載の正弦波発生回路において、前記第２電界効果トランジスタと前記第４抵抗との接続ノードには、他の出力端子が接続されていることを技術的特徴とする。

特許請求の範囲に記載の請求項５の正弦波発生回路では、請求項１〜４のいずれか一項に記載の正弦波発生回路において、前記基準電圧源は、バンドギャップ定電圧源であることを技術的特徴とする。

請求項１の発明では、電流源に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む所定電流を他端側に導き得る第１抵抗および第２抵抗と、電流源よりも低い電位に設定される基準電位に一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこの基準電位に導き得る第３抵抗および第４抵抗と、第１抵抗の他端側と第３抵抗の他端側の間に接続される所定導電型の第１トランジスタと、第１トランジスタと同じ導電型で第２抵抗の他端側と第４抵抗の他端側の間に接続される第２トランジスタと、により差動対を構成し、この差動対に一方の入力（第１トランジスタのベース）に所定の三角波形を有する電圧信号を入力し、他方の入力に電圧信号による三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧を入力する。これにより、第１トランジスタおよび第２トランジスタのダイオード特性によって、出力端子から擬似的な正弦波を得ることができる。

即ち、第１トランジスタおよび第２トランジスタの所定導電型がＰＮＰ型である場合、電流源から供給される所定電流をＩ、第１抵抗および第２抵抗をＲ_Ｅ、第３抵抗および第４抵抗をＲ_Ｃ、第１トランジスタのベースに入力される電圧をＶＩＮ１、第２トランジスタのベースに入力される電圧をＶＩＮ２とすると、次の式(1) ，(2) が成り立つ。

ＶＩＮ１＋Ｖ_ＢＥ１＋Ｉ１・Ｒ_Ｅ−Ｉ２・Ｒ_Ｅ−Ｖ_ＢＥ２−ＶＩＮ２＝０ …(1)
Ｉ１＋Ｉ２＝Ｉ …(2)
なお、Ｖ_ＢＥ１，Ｖ_ＢＥ２は、第１トランジスタや第２トランジスタのベース−エミッタ間電圧で、またＩ１は第１トランジスタに流れ込む所定電流Ｉの一部で、Ｉ２は第２トランジスタＩ２に流れ込む所定電流Ｉの残部である。ここで、計算簡略化のためＲ_Ｅ＝０とすると、上式(1) は次式(1)'と表せる。

ＶＩＮ１＋Ｖ_ＢＥ１−Ｖ_ＢＥ２−ＶＩＮ２＝０ …(1)'
そして、ＶＩＮ１−ＶＩＮ２＝ＶＩＮとおくと、次の式(3)，(4)が成り立つ。
ＶＩＮ＋Ｖ_ＢＥ１−Ｖ_ＢＥ２＝０ …(3)
Ｖ_Ｔｌｎ（Ｉ１／Ｉ２）＝−ＶＩＮ …(4)
ここで、Ｖ_Ｔ＝ｋＴ／ｑ（ｋ；ボルツマン定数、Ｔ；絶対温度、ｑ；電子電荷）である。

このため、これらの式から、次式(5) ，(6) が得られ、さらに次々式(7) ，(8) が導き出される。なお、expは、ネーピアの定数（2.71828…）である。
Ｉ１＝Ｉ／（１＋exp（−ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ）） …(5)
Ｉ２＝Ｉ／（１＋exp（ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ）） …(6)
Ｖout１＝Ｒ_Ｃ・Ｉ１＝Ｉ・Ｒ_Ｃ／（１＋exp（−ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ）） …(7)
Ｖout２＝Ｒ_Ｃ・Ｉ２＝Ｉ・Ｒ_Ｃ／（１＋exp（ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ）） …(8)

上式(7) により、第１トランジスタと第３抵抗（Ｒ_Ｃ）との接続ノードに接続される出力端子からは、Ｖout１＝Ｉ・Ｒ_Ｃ／（１＋exp（−ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ））で表される指数関数の特性を持った電圧波形が出力されるため、ＶＩＮ１として所定の三角波を有する電圧信号、またＶＩＮ２として当該三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧、をそれぞれ与えることで、出力端子から擬似的な正弦波を得ることができる。したがって、このような第１、第２のトランジスタ等からなる差動対、所定の三角波を供給可能な信号発生源および所定の基準電圧を供給可能な定電圧源といった簡易な構成により、擬似的な正弦波を容易に得ることができるので、当該正弦波発生回路の実装面積を削減することができる。

また、電流源と第１トランジスタの間に第１抵抗、電流源と第２トランジスタの間に第２抵抗、をそれぞれ介在させたので、上記(1) ，(2) から、次式(9) ，(10)が成り立ち、これらから、ゲインの式(11)〜(14)が導き出される。

ＶＩＮ＋Ｖ_ＢＥ１−Ｖ_ＢＥ２＋（Ｉ１−Ｉ２）・Ｒ_Ｅ＝０ …(9)
ＶＩＮ＋Ｖ_Ｔｌｎ（Ｉ１／Ｉ２）＋（Ｉ１−Ｉ２）・Ｒ_Ｅ＝０ …(10)
ΔＩ１＝−ΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ＋２Ｒ_Ｅ） …(11)
ΔＩ２＝ ΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ＋２Ｒ_Ｅ） …(12)
ΔＶout１＝−Ｒ_ＣΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ＋２Ｒ_Ｅ） …(13)
ΔＶout２＝ Ｒ_ＣΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ＋２Ｒ_Ｅ） …(14)

上式(13)により、第１トランジスタと第３抵抗（Ｒ_Ｃ）との接続ノードに接続される出力端子からは、分母に２Ｒ_Ｅを含んだ式で表されるゲインΔＶout１で電圧波形が出力されるため、第１抵抗（Ｒ_Ｅ）の値を調整することによって、波形の急峻な立ち上がりや立ち下がりを防止することができる。したがって、このような波形の急峻な立ち上がりや立ち下がりに伴う高周波成分の発生を抑制できるので、高周波ノイズの発生源となり難くすることができる。

請求項２の発明では、第２トランジスタと第４抵抗との接続ノードには、他の出力端子が接続されている。これにより、前述した式(8) によって当該他の出力端子からは、Ｖout２＝Ｉ・Ｒ_Ｃ／（１＋exp（ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ））で表される指数関数の特性を持った電圧波形、つまり上式(7) によるＶout１とは逆相の擬似的な正弦波を、当該他の出力端子から得ることができる。したがって、反転増幅器などを経ることなく容易に逆相出力を得られる。

請求項３の発明では、電流源に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む所定電流を他端側に導き得る第１抵抗および第２抵抗と、電流源よりも低い電位に設定される基準電位に一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこの基準電位に導き得る第３抵抗および第４抵抗と、第１抵抗の他端側と第３抵抗の他端側の間に接続される所定導電型の第１電界効果トランジスタと、第１電界効果トランジスタと同じ導電型で第２抵抗の他端側と第４抵抗の他端側の間に接続される第２電界効果トランジスタと、により差動対を構成し、この差動対に一方の入力（第１電界効果トランジスタのゲート）に所定の三角波形を有する電圧信号を入力し、他方の入力に電圧信号による三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧を入力する。これにより、第１電界効果トランジスタおよび第２電界効果トランジスタの特性によって、出力端子から擬似的な正弦波を得ることができる。

即ち、第１電界効果トランジスタおよび第２電界効果トランジスタがＰチャネル型のＭＯＳトランジスタである場合、電流源から供給される所定電流をＩ、第１抵抗および第２抵抗をＲ_Ｓ、第３抵抗および第４抵抗をＲ_Ｄ、第１電界効果トランジスタのゲートに入力される電圧をＶＩＮ１、第２電界効果トランジスタのゲートに入力される電圧をＶＩＮ２とすると、次の式(21)，(22)が成り立つ。

ＶＩＮ１＋Ｖ_ＧＳ１＋Ｉ１・Ｒ_Ｓ−Ｖ_ＧＳ２−Ｉ２・Ｒ_Ｓ−ＶＩＮ２＝０ …(21)
Ｉ１＋Ｉ２＝Ｉ …(22)
なお、Ｖ_ＧＳ１，Ｖ_ＧＳ２は、第１電界効果トランジスタや第２電界効果トランジスタのゲート−ソース間電圧で、またＩ１は第１電界効果トランジスタに流れ込む所定電流Ｉの一部で、Ｉ２は第２電界効果トランジスタＩ２に流れ込む所定電流Ｉの残部である。ここで、計算簡略化のためＲ_Ｓ＝０とすると、上式(21)は次式(21)'と表せる。

ＶＩＮ１＋Ｖ_ＧＳ１−Ｖ_ＧＳ２−ＶＩＮ２＝０ …(21)'
そして、ＶＩＮ１−ＶＩＮ２＝ＶＩＮとおくと、次の式(23)，(24)が成り立つ。なお、βは電流増幅率を表す。
ＶＩＮ＋Ｖ_ＧＳ１−Ｖ_ＧＳ２＝０ …(23)
√（２Ｉ１／β）−√（２Ｉ２／β）＝−ＶＩＮ …(24)

このため、これらの式から、次式(25)，(26)が得られ、さらに次式(27) ，(28) が導き出される。
Ｉ１＝Ｉ／２＋β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４ …(25)
Ｉ２＝Ｉ／２−β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４ …(26)
Ｖout１＝Ｒ_Ｄ・Ｉ１＝Ｒ_Ｄ・（Ｉ／２＋β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４） …(27)
Ｖout２＝Ｒ_Ｄ・Ｉ２＝Ｒ_Ｄ・（Ｉ／２−β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４） …(28)

上式(27)により、第１電界効果トランジスタと第３抵抗（Ｒ_Ｄ）との接続ノードに接続される出力端子からは、Ｖout１＝Ｒ_Ｄ・（Ｉ／２＋β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４）で表される二次関数の特性を持った電圧波形が出力されるため、ＶＩＮ１として所定の三角波を有する電圧信号、またＶＩＮ２として当該三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧、をそれぞれ与えることで、出力端子から擬似的な正弦波を得ることができる。したがって、このような第１、第２の電界効果トランジスタ等からなる差動対、所定の三角波を供給可能な信号発生源および所定の基準電圧を供給可能な定電圧源といった簡易な構成により、擬似的な正弦波を容易に得ることができるので、当該正弦波発生回路の実装面積を削減することができる。

また、電流源と第１電界効果トランジスタの間に第１抵抗、電流源と第２電界効果トランジスタの間に第２抵抗、をそれぞれ介在させたので、上記(21)，(22)から、次式(29)，(30)が成り立ち、これらから、ゲインの式(31)〜(34)が導き出される。

ＶＩＮ＋Ｖ_ＧＳ１−Ｖ_ＧＳ２＋（Ｉ１−Ｉ２）・Ｒ_Ｓ＝０ …(29)
ＶＩＮ＋√（２Ｉ１／β）−√（２Ｉ２／β）＋（Ｉ１−Ｉ２）・Ｒ_Ｓ＝０ …(30)
ΔＩ１＝−ΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））＋２Ｒ_Ｓ） …(31)
ΔＩ２＝ ΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））＋２Ｒ_Ｓ） …(32)
ΔＶout１＝−Ｒ_ＤΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））＋２Ｒ_Ｓ） …(33)
ΔＶout２＝ Ｒ_ＤΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））＋２Ｒ_Ｓ） …(34)

上式(33)により、第１電界効果トランジスタと第３抵抗（Ｒ_Ｄ）との接続ノードに接続される出力端子からは、分母に２Ｒ_Ｓを含んだ式で表されるゲインΔＶout１で電圧波形が出力されるため、第１抵抗（Ｒ_Ｓ）の値を調整することによって、波形の立ち上がりや立ち下がりをさらに緩やかにすることができる。したがって、波形の立ち上がりや立ち下がりに伴う高周波成分の発生を抑制できるので、高周波ノイズの発生源となり難くすることができる。

請求項４の発明では、第２電界効果トランジスタと第４抵抗との接続ノードには、他の出力端子が接続されている。これにより、当該他の出力端子からは、Ｖout１とは逆相の擬似的な正弦波のＶout２を得ることができる。したがって、反転増幅器などを経ることなく容易に逆相出力を得られる。

請求項５の発明では、基準電圧源は、バンドギャップ定電圧源である。これにより、基準電圧として、比較的温度特性の良好なものが得られるので、周囲温度の変化に対しても波形歪みの少ない擬似的な正弦波を、出力端子や他の出力端子から得ることができる。

以下、本発明の正弦波発生回路の各実施形態について図を参照して説明する。まず、本発明の第１実施形態として、バイポーラトランジスタを用いて構成した正弦波発生回路を図１〜図８に基づいて説明し、その後に、第２実施形態として、ユニポーラトランジスタを用いて構成した正弦波発生回路を図９〜図１３に基づいて説明する。

［第１実施形態］
図１に示すように、第１実施形態に係る正弦波発生回路２０は、定電流源Ｃur11、抵抗Ｒ11，Ｒ12，Ｒ13，Ｒ14、トランジスタＴｒ11，Ｔｒ12、三角波発生部２２、定電圧発生部２４、正相出力端子２６、逆相出力端子２８等から構成されている。

定電流源Ｃur11は、所定電流Ｉを供給可能な電流源で、本実施形態では電源電圧Ｖcc（Ｖee）に印加される電圧から図略のバイポーラトランジスタにより所定電流Ｉを発生させている。なお、電源電圧は、トランジスタＴｒ11，Ｔｒ12のエミッタに供給されるものであるから、本来は「Ｖee」と表記されるべきであるはが、ここでは、便宜的に「Ｖcc」と表記していることに留意されたい。また、この定電流源Ｃur11は、特許請求の範囲（請求項１）に記載の「電流源」に相当し得るものである。

抵抗Ｒ11および抵抗Ｒ12は、定電流源Ｃur11に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む所定電流Ｉを他端側に導き得るもので、抵抗Ｒ11は、特許請求の範囲（請求項１）に記載の「第１抵抗」に、また抵抗Ｒ12は、特許請求の範囲（請求項１）に記載の「第２抵抗」に、それぞれ相当し得るものである。

抵抗Ｒ13および抵抗Ｒ14は、定電流源Ｃur11よりも低い電位に設定されるアースＧndに一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこのアースＧnd（基準電位）に導き得るもので、抵抗Ｒ13は、特許請求の範囲（請求項１）に記載の「第３抵抗」に、また抵抗Ｒ14は、特許請求の範囲（請求項１）に記載の「第４抵抗」に、それぞれ相当し得るものである。

トランジスタＴｒ11は、抵抗Ｒ11の他端側と抵抗Ｒ13の他端側の間に接続されるＰＮＰ型のバイポーラトランジスタで、エミッタが抵抗Ｒ11に、コレクタが抵抗Ｒ13に、それぞれ接続されている。また、ベースには三角波発生部２２が接続されている。このトランジスタＴｒ11は、特許請求の範囲（請求項１）に記載の「第１トランジスタ」に相当し得るものである。

トランジスタＴｒ12は、トランジスタＴｒ11と同じＰＮＰ型で、抵抗Ｒ12の他端側と抵抗Ｒ14の他端側の間に接続されるバイポーラトランジスタで、エミッタが抵抗Ｒ12に、コレクタが抵抗Ｒ14に、それぞれ接続されている。また、ベースには、定電圧発生部２４が接続されている。このトランジスタＴｒ12は、特許請求の範囲（請求項１）に記載の「第２トランジスタ」に相当し得るものである。

三角波発生部２２は、トランジスタＴｒ11のベースに接続され、所定の三角波形を有する電圧信号Ｖsgをこのベースに供給可能な三角波発生手段で、例えば、図２(A) に示すような回路で構成されることにより、図２(B) に示すような三角波を出力可能なものである。なお、この三角波発生部２２は、特許請求の範囲（請求項１）に記載の「信号発生源」に相当し得るものである。

定電圧発生部２４は、トランジスタＴｒ12のベースに接続され、三角波発生部２２から出力される電圧信号Ｖsgによる三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧Ｖrefをこのベースに供給可能なバンドギャップ定電圧源で、例えば、図３に示すような回路で構成されるものである。この定電圧発生部２４は、特許請求の範囲（請求項１）に記載の「基準電圧源」に相当し得るものである。

正相出力端子２６は、トランジスタＴｒ11と抵抗Ｒ13との接続ノードＮ11に接続される端子で、後述するように当該正弦波発生回路２０により生成される擬似的な正弦波を外部に出力可能なものである。この正相出力端子２６は、特許請求の範囲（請求項１）に記載の「出力端子」に相当し得るものである。

逆相出力端子２８は、トランジスタＴｒ12と抵抗Ｒ14との接続ノードＮ12に接続される端子で、後述するように当該正弦波発生回路２０により生成される擬似的な正弦波を外部に出力可能なものである。この逆相出力端子２８は、特許請求の範囲（請求項２）に記載の「他の出力端子」に相当し得るものである。

ここで、三角波発生部２２の構成等を図２を参照して説明する。図２に示すように、三角波発生部２２は、コンパレータＣＰ１を中心に、コンデンサＣａ、定電流源Ｉａ、定電流源２Ｉａ、分圧抵抗Ｒa1，Ｒa2，Ｒa3、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３、インバータＩnv１，Ｉnv２等により、三角波の電圧信号Ｖsgを発生可能に構成されている。

具体的には、コンパレータＣＰ１の比較入力（＋）とアースＧndとの間にコンデンサＣａを接続するとともに、このコンデンサＣａに所定電流Ｉａを供給可能に定電流源Ｉａを接続する。また、この比較入力とアースＧndとの間に、スイッチＳＷ１と定電流源２Ｉａを接続する。これにより、定電流源ＩａによってコンデンサＣａに蓄えられた電荷を、スイッチＳＷ１のオン動作により所定電流２ＩａでアースＧnd側に引き出し可能にしている。なお、スイッチＳＷ１は、後述するインバータＩnv２から入力される論理出力によりオンオフ制御可能に構成されており、同出力がＨレベルの場合にオン状態、同出力がＬレベルの場合にオフ状態に遷移する。

これに対し、コンパレータＣＰ１の基準入力（−）には、電源電圧ＶccとアースＧndとの間に介在して電源電圧Ｖccの分圧を取り出し可能に構成される分圧抵抗Ｒa1，Ｒa2，Ｒa3に接続される、スイッチＳＷ２，ＳＷ３が接続されている。また、コンパレータＣＰ１の出力には、直列に２段に接続されたインバータＩnv１，Ｉnv２が接続されている。

即ち、直列接続される抵抗Ｒa1，Ｒa2，Ｒa3の抵抗Ｒa1と抵抗Ｒa2との接続ノードにスイッチＳＷ２が接続され、また抵抗Ｒa2と抵抗Ｒa3との接続ノードにスイッチＳＷ３が接続されており、これらのスイッチＳＷ２，ＳＷ３は、インバータＩnv１やコンパレータＣＰ１から入力される論理出力によりオンオフ制御可能に構成されている。これにより、スイッチＳＷ２がオン状態、スイッチＳＷ３がオフ状態になると、第１の分圧（（Ｒa2＋Ｒa3）・Ｖcc／（Ｒa1＋Ｒa2＋Ｒa3））がコンパレータＣＰ１の基準入力に入力され、スイッチＳＷ２がオフ状態、スイッチＳＷ３がオン状態になると、第２の分圧（Ｒa3・Ｖcc／（Ｒa1＋Ｒa2＋Ｒa3））がコンパレータＣＰ１の基準入力に入力される。

このように三角波発生部２２を構成することによって、スイッチＳＷ１をオフ、スイッチＳＷ２をオン、スイッチＳＷ３をオフ、にそれぞれ設定している場合には、定電流源ＩａからコンデンサＣａに所定電流Ｉａが流れ込み、傾き（Ｉａ・ｔ／Ｃａ）でコンデンサＣａを充電してコンパレータＣＰ１の比較入力の電圧を上昇させる。これにより、出力端子からはこのような傾きで直線的に増加する電圧信号Ｖsgが出力されるとともに、コンパレータＣＰ１の比較入力の電圧が、コンパレータＣＰ１の基準入力に入力される第１の分圧（（Ｒa2＋Ｒa3）・Ｖcc／（Ｒa1＋Ｒa2＋Ｒa3））よりも低い期間中（図２(B) に示すｔ１期間）、コンパレータＣＰ１からはＬレベルの信号が出力される。このため、このｔ１期間では、スイッチＳＷ１はオフ、スイッチＳＷ２はオン、スイッチＳＷ３はオフの状態でそれぞれ維持されて登りスロープの電圧波形が形成される。

これに対し、コンデンサＣａの充電が進み、コンパレータＣＰ１の比較入力の電圧が基準入力の分圧（（Ｒa2＋Ｒa3）・Ｖcc／（Ｒa1＋Ｒa2＋Ｒa3））以上になると、コンパレータＣＰ１からはＨレベルの信号が出力されるので、スイッチＳＷ１はオン、スイッチＳＷ２はオフ、スイッチＳＷ３はオンにそれぞれ設定される。これにより、コンパレータＣＰ１に充電されていた電荷は、スイッチＳＷ１を介して定電流源２Ｉａにより傾き（−Ｉａ・ｔ／Ｃａ）でアースＧnd側に放電されるとともに、コンパレータＣＰ１の基準入力には、第２の分圧（Ｒa3・Ｖcc／（Ｒa1＋Ｒa2＋Ｒa3））が入力される。このため、コンデンサＣａの放電によりコンパレータＣＰ１の比較入力の電圧が降下しても、第２の分圧を上回っている期間中（図２(B) に示すｔ２期間）は、スイッチＳＷ１はオン、スイッチＳＷ２はオフ、スイッチＳＷ３はオンの状態でそれぞれ維持されてこのまま放電が継続するので、下りスロープの電圧波形が形成される。

そして、コンデンサＣａの充電がさらに進んでコンパレータＣＰ１の比較入力の電圧が第２の分圧以下になると、コンパレータＣＰ１からは再びＬレベルの信号が出力される。このため、スイッチＳＷ１はオフ、スイッチＳＷ２はオン、スイッチＳＷ３はオフにそれぞれ設定されて、再度、コンデンサＣａを充電し始める。これにより、前述と同様に、登りスロープの電圧波形が形成される（図２(B) に示すｔ１期間）。このような期間ｔ１と期間ｔ２の繰り返しによって、三角波発生部２２から三角波形の電圧信号Ｖsgを出力することが可能となる。

次に、定電圧発生部２４の構成等を図３を参照して説明する。図３に示すように、定電圧発生部２４は、バンドギャップ定電圧回路の基本構成をなすもので、トランジスタＴｒb1，Ｔｒb2および抵抗Ｒb1，Ｒb2，Ｒb3からなるカレントミラー部、定電流源Ｉｂ、トランジスタＴｒb3等により、所定の基準電圧Ｖrefを発生可能に構成されている。

具体的には、抵抗Ｒb1，Ｒb2を定電流源Ｉｂに接続しこのうちの抵抗Ｒb1とアースＧndとの間にカレントミラー回路の駆動トランジスタＴｒb1を接続し、抵抗Ｒb1を流れる電流Ｉb1とほぼ等しい電流Ｉb2が流れ得るようにトランジスタＴｒb2を抵抗Ｒb2に接続する。このトランジスタＴｒb2は、そのエミッタ面積がトランジスタＴｒb2のエミッタ面積の２倍以上になるように構成されており、またエミッタとアースＧndとの間には抵抗Ｒb3が接続されている。これにより、抵抗Ｒb2を流れる電流Ｉb2は、抵抗Ｒb3の値により制御可能となる。

このように構成されるカレントミラー回路に対して、定電流源ＩｂとアースＧndとの間にはトランジスタＴｒb3が接続されており、カレントミラー回路の出力がこのトランジスタＴｒb3のベースに接続されている。これにより、トランジスタＴｒb3の順方向電圧Ｖ_ＦにＩb2・Ｒb2を加えた電圧が基準電圧Ｖref（＝Ｖ_Ｆ＋Ｉb2・Ｒb2）として出力可能となる。ここで、このトランジスタＴｒb3の順方向電圧Ｖ_Ｆは、負の温度特性を持っているが、カレントミラー回路を流れる電流Ｉb2の正の温度特性によって、順方向電圧Ｖ_Ｆの負の温度特性を打ち消すことで、周囲温度の変化に対する基準電圧Ｖrefの変動を抑制している。つまり、バンドギャップ定電圧回路により温特の良好な基準電圧Ｖrefを得ることが可能となる。

このように正弦波発生回路２０を構成することで、例えば、図４(A) に示すような三角波形を有する電圧信号Ｖsgを三角波発生部２２からトランジスタＴｒ11のベースに入力し、また同図に示すような基準電圧Ｖrefを定電圧発生部２４からトランジスタＴｒ12のベースに入力する。これにより、トランジスタＴｒ11，Ｔｒ12のダイオード特性によって、図４(B) に示すような擬似的な正弦波電圧Ｖout1を正相出力端子２６から、また図４(C) に示すような擬似的な正弦波電圧Ｖout2を逆相出力端子２８から、それぞれ得ることができる。

つまり、図４(B) に示すように、立ち上がり時間ｔｕおよびその後（ｔｕｗ−ｔｕ）の間、特に０．０Ｖ〜０．６Ｖおよび５．４Ｖ〜６．０Ｖの間における波形をトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のダイオード特性により鈍らせ、また立ち下がり時間ｔｄおよびその後（ｔｄｗ−ｔｄ）の間、特に６．０Ｖ〜０．６Ｖおよび０．６Ｖ〜０．０Ｖの間における波形をトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のダイオード特性により鈍らせることによって、正相出力端子２６から擬似的な正弦波電圧Ｖout1を出力可能にしている。

また、図４(C) に示すように、立ち下がり時間ｔｄおよびその後（ｔｄｗ−ｔｄ）の間、特に６．０Ｖ〜０．６Ｖおよび０．６Ｖ〜０．０Ｖの間における波形をトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のダイオード特性により鈍らせ、また立ち上がり時間ｔｕおよびその後（ｔｕｗ−ｔｕ）の間、特に０．０Ｖ〜０．６Ｖおよび５．４Ｖ〜６．０Ｖの間における波形をトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のダイオード特性により鈍らせることによって、逆相出力端子２８から擬似的な正弦波電圧Ｖout2を出力可能にしている。

ここで、図４(B) や図４(C) に示すように、正弦波発生回路２０から擬似的な正弦波電圧Ｖout1，Ｖout2を生成し得る正弦波発生回路２０の動作原理を図５〜図８を参照して説明する。なお、以下の説明で用いる各式のうち、［発明の効果］の欄で記載したものと同様のものについては、同一の符号を付す。

まず、図１で説明した正弦波発生回路２０から抵抗Ｒ11および抵抗Ｒ12を省いて簡略化した回路として図５に示すものを用いて説明する。図５に示すように、一般的なＰＮＰ差動対回路を用いると、位相の反転した２つの電圧が得られる。これを式に表すと、次式(1)'，(2) で表される。

ＶＩＮ１＋Ｖ_ＢＥ１−Ｖ_ＢＥ２−ＶＩＮ２＝０ …(1)'
Ｉ１＋Ｉ２＝Ｉ …(2)
なお、Ｖ_ＢＥ１は、トランジスタＴｒ11のベース−エミッタ間電圧で、またＶ_ＢＥ２は、トランジスタＴｒ12のベース−エミッタ間電圧である。ここで、ＶＩＮ１−ＶＩＮ２＝ＶＩＮとおくと、次の式(3)，(4)が成り立つ。

ＶＩＮ＋Ｖ_ＢＥ１−Ｖ_ＢＥ２＝０ …(3)
Ｖ_Ｔｌｎ（Ｉ１／Ｉ２）＝−ＶＩＮ …(4)
ここで、Ｖ_Ｔ＝ｋＴ／ｑ（ｋ；ボルツマン定数、Ｔ；絶対温度、ｑ；電子電荷）である。

これらの式から、次式(5) ，(6) が得られ、さらに次々式(7) ，(8) が導き出される。なお、expは、ネーピアの定数（2.71828…）で、Ｒ_Ｃは、抵抗Ｒ13，Ｒ14である。
Ｉ１＝Ｉ／（１＋exp（−ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ）） …(5)
Ｉ２＝Ｉ／（１＋exp（ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ）） …(6)
Ｖout１＝Ｒ_Ｃ・Ｉ１＝Ｉ・Ｒ_Ｃ／（１＋exp（−ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ）） …(7)
Ｖout２＝Ｒ_Ｃ・Ｉ２＝Ｉ・Ｒ_Ｃ／（１＋exp（ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ）） …(8)

この式(7) ，(8) により、図６(A) に示すように、トランジスタＴｒ11と抵抗Ｒ13（Ｒ_Ｃ）との接続ノードＮ11に接続される正相出力端子２６からは、Ｖout１＝Ｉ・Ｒ_Ｃ／（１＋exp（−ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ））で表される指数関数の特性を持った電圧波形が出力され、またトランジスタＴｒ12と抵抗Ｒ14（Ｒ_Ｃ）との接続ノードＮ12に接続される逆相出力端子２８からは、Ｖout２＝Ｒ_Ｃ・Ｉ２＝Ｉ・Ｒ_Ｃ／（１＋exp（ＶＩＮ／Ｖ_Ｔ））で表される指数関数の特性を持った電圧波形が出力される。なお、図６(A) 、図６(B) に示す各特性は、Ｉ＝５０μＡ、Ｒ_Ｃ＝１６０ｋΩの場合のものである。

また、これをゲインの式にすると、次式(11)'，(12)'，(13)'，(14)'で表される。
ΔＩ１＝−ΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ） …(11)'
ΔＩ２＝ ΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ） …(12)'
ΔＶout１＝−Ｒ_ＣΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ） …(13)'
ΔＶout２＝ Ｒ_ＣΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ） …(14)'

この式(13)'，(14)'により表されるゲイン特性は、図６(B) に示すカーブとなることから、ＶＩＮ＝０（ＶＩＮ１＝ＶＩＮ２）のときに最大で、｜ＶＩＮ｜（ＶＩＮの絶対値）が大きくなるとゲインの絶対値が小さくなるような特性を持っていることがわかる。

つまり、ＶＩＮ＝０付近のゲインが高いことから、入力電圧ＶＩＮに誤差が生じた場合には、出力電圧Ｖout１，Ｖout２の誤差がゲイン倍されて非常に大きなものとなってしまう。これでは、入力電圧ＶＩＮの精度を高くする必要が生じるので、例えば、正弦波発生回路２０をＩＣ化する場合には製造コストの増大を招き得る。そこで、ゲインを下げるためにトランジスタＴｒ11，Ｔｒ12のエミッタに抵抗Ｒ_Ｅ（抵抗Ｒ13，Ｒ14）を入れた構成、即ち、図７に示す回路を本実施形態では採用している（図１参照）。

これにより、前述と同様に、次式(1) ，(2) ，(9) ，(10)から、ゲインの式を導くと、次式(11)，(12)，(13)，(14)で表される。

ＶＩＮ１＋Ｖ_ＢＥ１＋Ｉ１・Ｒ_Ｅ−Ｉ２・Ｒ_Ｅ−Ｖ_ＢＥ２−ＶＩＮ２＝０ …(1)
Ｉ１＋Ｉ２＝Ｉ …(2)
ＶＩＮ＋Ｖ_ＢＥ１−Ｖ_ＢＥ２＋（Ｉ１−Ｉ２）・Ｒ_Ｅ＝０ …(9)
ＶＩＮ＋Ｖ_Ｔｌｎ（Ｉ１／Ｉ２）＋（Ｉ１−Ｉ２）・Ｒ_Ｅ＝０ …(10)
ΔＩ１＝−ΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ＋２Ｒ_Ｅ） …(11)
ΔＩ２＝ ΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ＋２Ｒ_Ｅ） …(12)
ΔＶout１＝−Ｒ_ＣΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ＋２Ｒ_Ｅ） …(13)
ΔＶout２＝ Ｒ_ＣΔＶＩＮ／（（（１／Ｉ１）＋（１／Ｉ２））Ｖ_Ｔ＋２Ｒ_Ｅ） …(14)

このように、各式(11)〜(14)の分母には２Ｒ_Ｅが含まれるので、この２Ｒ_Ｅによってゲインを下げられることが分かる。この式(13)，(14)により表されるゲイン特性は、図８(B) に示すカーブとなり、前述の式(13)'，(14)'によるゲイン特性（図６(B) ）に比べて緩やかな特性を持っていることがわかる。なお、図８(A) 、図８(B) に示す各特性は、Ｉ＝５０μＡ、Ｒ_Ｅ＝５ｋΩ、Ｒ_Ｃ＝１６０ｋΩの場合のものである。これにより、正相出力端子２６や逆相出力端子２８からは、図８(A) に示すような緩やかな指数関数の特性を持った電圧波形が出力されることから、正弦波発生回路２０から擬似的な正弦波電圧Ｖout1，Ｖout2を生成することが可能となる。

以上説明したように、本第１実施形態に係る正弦波発生回路２０によると、定電流源Ｃur11に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む所定電流Ｉを他端側に導き得る抵抗Ｒ11および抵抗Ｒ12と、定電流源Ｃur11よりも低い電位に設定されるアースＧndに一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこのアースＧndに導き得る抵抗Ｒ13および抵抗Ｒ14と、抵抗Ｒ11の他端側と抵抗Ｒ13の他端側の間に接続されるＰＮＰ型のトランジスタＴｒ11と、このトランジスタＴｒ11と同じＰＮＰ型で抵抗Ｒ12の他端側と抵抗Ｒ14の他端側の間に接続されるトランジスタＴｒ12と、により差動対を構成し、この差動対に一方の入力であるトランジスタＴｒ11のベースに所定の三角波形を有する電圧信号Ｖsgを入力し、他方の入力であるトランジスタＴｒ12のベースに電圧信号Ｖsgによる三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧Ｖrefを入力する。

これにより、トランジスタＴｒ11およびトランジスタＴｒ12のダイオード特性によって、正相出力端子２６から擬似的な正弦波電圧Ｖout1を得ることができる（式(5) 〜(7) 、図４、図６）。したがって、このようなトランジスタＴｒ11，Ｔｒ12等からなる差動対、所定の三角波を供給可能な三角波発生部２２および所定の基準電圧Ｖrefを供給可能な定電圧発生部２４といった簡易な構成により、擬似的な正弦波を容易に得ることができるので、当該正弦波発生回路２０の実装面積を削減することができる。

また、本第１実施形態に係る正弦波発生回路２０によると、定電流源Ｃur11とトランジスタＴｒ11との間に抵抗Ｒ11、定電流源Ｃur11とトランジスタＴｒ12との間に抵抗Ｒ12、をそれぞれ介在させたので、上述したように、これらの抵抗Ｒ11，Ｒ12の値を調整することによって、正弦波電圧Ｖout1の急峻な立ち上がりや立ち下がりを防止することができる（式(11)〜(14)、図８）。したがって、このような波形の急峻な立ち上がりや立ち下がりに伴う高周波成分の発生を抑制できるので、高周波ノイズの発生源となり難くすることができる。

さらに、トランジスタＴｒ12と抵抗Ｒ14との接続ノードＮ12には、逆相出力端子２８が接続されている。これにより、擬似的な正弦波電圧Ｖout1とは逆相の擬似的な正弦波電圧Ｖout2を当該逆相出力端子２８から得ることができる。したがって、反転増幅器などを経ることなく容易に逆相出力を得ることができる。

また、本第１実施形態に係る正弦波発生回路２０では、いわゆるバンドギャップ定電圧回路からなる定電圧発生部２４を用いるので、基準電圧として、比較的温度特性の良好なものが得られるので、周囲温度の変化に対しても波形歪みの少ない擬似的な正弦波電圧Ｖout1，Ｖout2を、正相出力端子２６や逆相出力端子２８から得ることができる。

なお、上述した第１実施形態に係る正弦波発生回路２０では、第１トランジスタおよび第２トランジスタとして、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを用いて構成したが、これに限られることはなく、他の導電型であるＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いて各電圧の極性を正負逆に構成することで、上述と同様に擬似的な正弦波電圧Ｖout1，Ｖout2を発生可能であり、同様の作用および効果を得ることができる。

［第２実施形態］
図９に示すように、第２実施形態に係る正弦波発生回路３０は、定電流源Ｃur21、抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23，Ｒ24、ＭＯＳトランジスタＴｒ21，Ｔｒ22、三角波発生部２２、定電圧発生部２４、正相出力端子２６、逆相出力端子２８等から構成されている。なお、前述した第１実施形態と実質的に同一の構成部分には同一符号を付しそれらの説明を省略するものとする。

定電流源Ｃur21は、第１実施形態の定電流源Ｃur11と同様に、所定電流Ｉを供給可能な電流源である。なお、電源電圧は、ＭＯＳトランジスタＴｒ21，Ｔｒ22のソースに供給されるものであるから、本来は「Ｖss」と表記されるべきではあるが、ここでは、便宜的に「Ｖcc」と表記していることに留意されたい。また、この定電流源Ｃur21は、特許請求の範囲（請求項３）に記載の「電流源」に相当し得るものである。

抵抗Ｒ21および抵抗Ｒ22は、定電流源Ｃur21に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む所定電流Ｉを他端側に導き得るもので、抵抗Ｒ21は、特許請求の範囲（請求項３）に記載の「第１抵抗」に、また抵抗Ｒ22は、特許請求の範囲（請求項３）に記載の「第２抵抗」に、それぞれ相当し得るものである。

抵抗Ｒ23および抵抗Ｒ24は、定電流源Ｃur21よりも低い電位に設定されるアースＧndに一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこのアースＧnd（基準電位）に導き得るもので、抵抗Ｒ23は、特許請求の範囲（請求項３）に記載の「第３抵抗」に、また抵抗Ｒ24は、特許請求の範囲（請求項３）に記載の「第４抵抗」に、それぞれ相当し得るものである。

ＭＯＳトランジスタＴｒ21は、抵抗Ｒ21の他端側と抵抗Ｒ23の他端側の間に接続されるＰチャネル型のユニポーラトランジスタで、ソースが抵抗Ｒ21に、ドレインが抵抗Ｒ23に、それぞれ接続されている。また、ゲートには三角波発生部２２が接続されている。このトランジスタＴｒ21は、特許請求の範囲（請求項３）に記載の「第１電界効果トランジスタ」に相当し得るものである。

ＭＯＳトランジスタＴｒ22は、ＭＯＳトランジスタＴｒ21と同じＰチャネル型で、抵抗Ｒ22の他端側と抵抗Ｒ24の他端側の間に接続されるユニポーラトランジスタで、ソースが抵抗Ｒ22に、ドレインが抵抗Ｒ24に、それぞれ接続されている。また、ゲートには、定電圧発生部２４が接続されている。このＭＯＳトランジスタＴｒ22は、特許請求の範囲（請求項３）に記載の「第２電界効果トランジスタ」に相当し得るものである。

三角波発生部２２、定電圧発生部２４、正相出力端子２６、逆相出力端子２８は、それぞれ第１実施形態で説明したものと同様に構成される。なお、三角波発生部２２は、特許請求の範囲（請求項３）に記載の「信号発生源」、定電圧発生部２４は、特許請求の範囲（請求項３）に記載の「基準電圧源」、正相出力端子２６は、特許請求の範囲（請求項３）に記載の「出力端子」、逆相出力端子２８は、特許請求の範囲（請求項４）に記載の「他の出力端子」、にそれぞれ相当し得るものである。

このように正弦波発生回路３０を構成することで、前述した正弦波発生回路２０と同様に、電圧信号Ｖsgを三角波発生部２２からＭＯＳトランジスタＴｒ21のゲートに入力し、また基準電圧Ｖrefを定電圧発生部２４からＭＯＳトランジスタＴｒ22のゲートに入力する。これにより、ＭＯＳトランジスタＴｒ21，Ｔｒ22のダイオード特性によって、正弦波発生回路２０と同様に、図４(B) に示すような擬似的な正弦波電圧Ｖout1を正相出力端子２６から、また図４(C) に示すような擬似的な正弦波電圧Ｖout2を逆相出力端子２８から、それぞれ得ることができる。

ここで、図４(B) や図４(C) に示すように、正弦波発生回路３０から擬似的な正弦波電圧Ｖout1，Ｖout2を生成し得る正弦波発生回路３０の動作原理を図１０〜図１３を参照して説明する。なお、以下の説明で用いる各式のうち、［発明の効果］の欄で記載したものと同様のものについては、同一の符号を付す。

まず、図９で説明した正弦波発生回路３０から抵抗Ｒ21および抵抗Ｒ22を省いて簡略化した回路として図１０に示すものを用いて説明する。図１０に示すように、一般的なＰＭＯＳ差動対回路を用いると、位相の反転した２つの電圧が得られる。これを式に表すと、次式(21)'，(22) で表される。

ＶＩＮ１＋Ｖ_ＧＳ１−Ｖ_ＧＳ２−ＶＩＮ２＝０ …(21)'
Ｉ１＋Ｉ２＝Ｉ …(22)
なお、Ｖ_ＧＳ１は、ＭＯＳトランジスタＴｒ21のゲート−ソース間電圧で、またＶ_ＧＳ２は、ＭＯＳトランジスタＴｒ22のゲート−ソース間電圧である。ここで、ＶＩＮ１−ＶＩＮ２＝ＶＩＮとおくと、次の式(23)，(24)が成り立つ。なお、βは電流増幅率を表す。

ＶＩＮ＋Ｖ_ＧＳ１−Ｖ_ＧＳ２＝０ …(23)
√（２Ｉ１／β）−√（２Ｉ２／β）＝−ＶＩＮ …(24)

これらの式から、次式(25)，(26)が得られ、さらに次式(27) ，(28) が導き出される。なお、Ｒ_Ｄは、抵抗Ｒ23，Ｒ24である。

Ｉ１＝Ｉ／２＋β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４ …(25)
Ｉ２＝Ｉ／２−β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４ …(26)
Ｖout１＝Ｒ_Ｄ・Ｉ１＝Ｒ_Ｄ・（Ｉ／２＋β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４） …(27)
Ｖout２＝Ｒ_Ｄ・Ｉ２＝Ｒ_Ｄ・（Ｉ／２−β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４） …(28)

この式(27)，(28)により、図１１(A) に示すように、ＭＯＳトランジスタＴｒ21と抵抗Ｒ23（Ｒ_Ｄ）との接続ノードＮ21に接続される正相出力端子２６からは、Ｖout１＝Ｒ_Ｄ・（Ｉ／２＋β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４）で表される二次関数の特性を持った電圧波形が出力され、またＭＯＳトランジスタＴｒ22と抵抗Ｒ24（Ｒ_Ｄ）との接続ノードＮ22に接続される逆相出力端子２８からは、Ｖout２＝Ｒ_Ｄ・（Ｉ／２−β・ＶＩＮ・√（４Ｉ／β−ＶＩＮ^２）／４）で表される二次関数の特性を持った電圧波形が出力される。なお、図１１(A) 、図１１(B) に示す各特性は、Ｉ＝５０μＡ、Ｒ_Ｃ＝１６０ｋΩの場合のものである。

また、これをゲインの式にすると、次式(31)'，(32)'，(33)'，(34)'で表される。
ΔＩ１＝−ΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））） …(31)'
ΔＩ１＝ ΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））） …(32)'
ΔＶout１＝−Ｒ_ＤΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））） …(33)'
ΔＶout２＝ Ｒ_ＤΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））） …(34)'

この式(33)'，(34)'により表されるゲイン特性は、図１１(B) に示すカーブとなることから、ＶＩＮ＝０（ＶＩＮ１＝ＶＩＮ２）のときに最大で、｜ＶＩＮ｜（ＶＩＮの絶対値）が大きくなるとゲインの絶対値が小さくなるような特性を持っていることがわかる。

つまり、ＶＩＮ＝０付近のゲインが最も高いことから、入力電圧ＶＩＮに誤差が生じた場合には、出力電圧Ｖout１，Ｖout２の誤差がゲイン倍されてしまう。これでは、入力電圧ＶＩＮの精度をある程度高くする必要が生じるので、例えば、正弦波発生回路３０をＩＣ化する場合には製造コストの増大を招き得る。そこで、ゲインを下げるためにＭＯＳトランジスタＴｒ21，Ｔｒ22のソースに抵抗Ｒ_Ｓ（抵抗Ｒ23，Ｒ24）を入れた構成、即ち、図１２に示す回路を本実施形態では採用している（図９参照）。

これにより、前述と同様に、次式(21)，(22)，(29)，(30)から、ゲインの式を導くと、次式(31)，(32)，(33)，(34)で表される。

ＶＩＮ１＋Ｖ_ＧＳ１＋Ｉ１・Ｒ_Ｓ−Ｖ_ＧＳ２−Ｉ２・Ｒ_Ｓ−ＶＩＮ２＝０ …(21)
Ｉ１＋Ｉ２＝Ｉ …(22)
ＶＩＮ＋Ｖ_ＧＳ１−Ｖ_ＧＳ２＋（Ｉ１−Ｉ２）・Ｒ_Ｓ＝０ …(29)
ＶＩＮ＋√（２Ｉ１／β）−√（２Ｉ２／β）＋（Ｉ１−Ｉ２）・Ｒ_Ｓ＝０ …(30)
ΔＩ１＝−ΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））＋２Ｒ_Ｓ） …(31)
ΔＩ２＝ ΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））＋２Ｒ_Ｓ） …(32)
ΔＶout１＝−Ｒ_ＤΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））＋２Ｒ_Ｓ） …(33)
ΔＶout２＝ Ｒ_ＤΔＶＩＮ／（（１／√（２Ｉ１／β））＋（１／√（２Ｉ２／β））＋２Ｒ_Ｓ） …(34)

このように、各式(31)〜(34)の分母には２Ｒ_Ｓが含まれるので、この２Ｒ_Ｓによってゲインを下げられることが分かる。この式(33)，(34)により表されるゲイン特性は、図１３(B) に示すカーブとなり、前述の式(33)'，(34)'によるゲイン特性（図１１(B) ）に比べて緩やかな特性を持っていることがわかる。なお、図１３(A) 、図１３(B) に示す各特性は、Ｉ＝５０μＡ、Ｒ_Ｓ＝１ｋΩ、Ｒ_Ｄ＝１６０ｋΩの場合のものである。これにより、正相出力端子２６や逆相出力端子２８からは、図１３(A) に示すような緩やかな二次関数の特性を持った電圧波形が出力されることから、正弦波発生回路３０から擬似的な正弦波電圧Ｖout1，Ｖout2を生成することが可能となる。

以上説明したように、本第２実施形態に係る正弦波発生回路３０によると、定電流源Ｃur21に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む所定電流Ｉを他端側に導き得る抵抗Ｒ21および抵抗Ｒ22と、定電流源Ｃur21よりも低い電位に設定されるアースＧndに一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこのアースＧndに導き得る抵抗Ｒ23および抵抗Ｒ24と、抵抗Ｒ21の他端側と抵抗Ｒ23の他端側の間に接続されるＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＴｒ21と、このＭＯＳトランジスタＴｒ21と同じＰチャネル型で抵抗Ｒ22の他端側と抵抗Ｒ24の他端側の間に接続されるＭＯＳトランジスタＴｒ22と、により差動対を構成し、この差動対に一方の入力であるＭＯＳトランジスタＴｒ21のゲートに所定の三角波形を有する電圧信号Ｖsgを入力し、他方の入力であるＭＯＳトランジスタＴｒ22のゲートに電圧信号Ｖsgによる三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧Ｖrefを入力する。

これにより、ＭＯＳトランジスタＴｒ21およびＭＯＳトランジスタＴｒ22の二次関数特性によって、正相出力端子２６から擬似的な正弦波電圧Ｖout1を得ることができる（式(25)〜(27)、図４、図１１）。したがって、このようなＭＯＳトランジスタＴｒ21，Ｔｒ22等からなる差動対、所定の三角波を供給可能な三角波発生部２２および所定の基準電圧Ｖrefを供給可能な定電圧発生部２４といった簡易な構成により、擬似的な正弦波を容易に得ることができるので、当該正弦波発生回路３０の実装面積を削減することができる。

また、本第２実施形態に係る正弦波発生回路３０によると、定電流源Ｃur21とＭＯＳトランジスタＴｒ21との間に抵抗Ｒ21、定電流源Ｃur21とＭＯＳトランジスタＴｒ22との間に抵抗Ｒ22、をそれぞれ介在させたので、上述したように、これらの抵抗Ｒ21，Ｒ22の値を調整することによって、正弦波電圧Ｖout2の立ち上がりや立ち下がりをさらに緩やかにすることができる（式(31)〜(34)、図１３）。したがって、このような波形の立ち上がりや立ち下がりに伴う高周波成分の発生を抑制できるので、高周波ノイズの発生源となり難くすることができる。

さらに、ＭＯＳトランジスタＴｒ22と抵抗Ｒ24との接続ノードＮ22には、逆相出力端子２８が接続されている。これにより、擬似的な正弦波電圧Ｖout2とは逆相の擬似的な正弦波電圧Ｖout2を当該逆相出力端子２８から得ることができる。したがって、反転増幅器などを経ることなく容易に逆相出力を得ることができる。

また、本第２実施形態に係る正弦波発生回路３０では、いわゆるバンドギャップ定電圧回路からなる定電圧発生部２４を用いるので、基準電圧として、比較的温度特性の良好なものが得られるので、周囲温度の変化に対しても波形歪みの少ない擬似的な正弦波電圧Ｖout1，Ｖout2を、正相出力端子２６や逆相出力端子２８から得ることができる。

なお、上述した第２実施形態に係る正弦波発生回路３０では、第１電界効果トランジスタおよび第２電界効果トランジスタとして、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ（ユニポーラトランジスタ）を用いて構成したが、これに限られることはなく、他の導電型であるＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ（ユニポーラトランジスタ）を用いて各電圧の極性を正負逆に構成することで、上述と同様に擬似的な正弦波電圧Ｖout1，Ｖout2を発生可能であり、同様の作用および効果を得ることができる。

本発明の第１実施形態に係る正弦波発生回路の構成例を示す回路図である。 図２(A) は、第１実施形態に係る正弦波発生回路を構成する三角波発生部の構成例を示す回路図で、図２(B) は、当該三角波発生部から出力される信号波形の例を示す説明図である。 第１実施形態に係る正弦波発生回路を構成する定電圧発生部の構成例を示す回路図である。 第１実施形態に係る正弦波発生回路の入出力波形の例を示す説明図で、図４(A) は入力の例、図４(B) は正相出力の例、図４(C) は逆相出力の例である。 第１実施形態に係る正弦波発生回路の動作原理を説明する回路図で、Ｒ_Ｅ（Ｒ11，Ｒ12）がない場合のものである。 図５に示す回路による入出力特性を示す説明図で、図６(A) は電圧の例、図６(B) はゲインの例である。 第１実施形態に係る正弦波発生回路の動作原理を説明する回路図で、Ｒ_Ｅ（Ｒ11，Ｒ12）がある場合のものである。 図７に示す回路による入出力特性を示す説明図で、図８(A) は電圧の例、図８(B) はゲインの例である。 本発明の第２実施形態に係る正弦波発生回路の構成例を示す回路図である。 第２実施形態に係る正弦波発生回路の動作原理を説明する回路図で、Ｒ_Ｓ（Ｒ11，Ｒ12）がない場合のものである。 図１０に示す回路による入出力特性を示す説明図で、図１１(A) は電圧の例、図１１(B) はゲインの例である。 第２実施形態に係る正弦波発生回路の動作原理を説明する回路図で、Ｒ_Ｓ（Ｒ11，Ｒ12）がある場合のものである。 図１２に示す回路による入出力特性を示す説明図で、図１３(A) は電圧の例、図１３(B) はゲインの例である。

符号の説明

２０、３０…正弦波発生回路
２２…三角波発生部（信号発生源）
２４…定電圧発生部（基準電圧源）
２６…正相出力端子（出力端子）
２８…逆相出力端子（他の出力端子）
Ｃur11、Ｃur21…定電流源（電流源）
Ｇnd…アース（基準電位）
Ｉ…所定電流
Ｒ11、Ｒ21…抵抗（第１抵抗）
Ｒ12、Ｒ22…抵抗（第２抵抗）
Ｒ13、Ｒ23…抵抗（第３抵抗）
Ｒ14、Ｒ24…抵抗（第４抵抗）
Ｎ11、Ｎ12、Ｎ21、Ｎ22…接続ノード
Ｔｒ11…トランジスタ（第１トランジスタ）
Ｔｒ12…トランジスタ（第２トランジスタ）
Ｔｒ21…ＭＯＳトランジスタ（第１電界効果トランジスタ）
Ｔｒ22…ＭＯＳトランジスタ（第２電界効果トランジスタ）
Ｖref…基準電圧（所定の基準電圧）
Ｖsg…電圧信号（所定の三角波形を有する電圧信号）
Ｖout1、Ｖout2…正弦波電圧

Claims (5)

1. 所定電流を供給可能な電流源と、
   前記電流源に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む前記所定電流を他端側に導き得る第１抵抗および第２抵抗と、
   前記電流源よりも低い電位に設定される基準電位に一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこの基準電位に導き得る第３抵抗および第４抵抗と、
   前記第１抵抗の他端側と前記第３抵抗の他端側の間に接続される所定導電型の第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタと同じ導電型で、前記第２抵抗の他端側と前記第４抵抗の他端側の間に接続される第２トランジスタと、
   前記第１トランジスタのベースに接続され、所定の三角波形を有する電圧信号をこのベースに供給可能な信号発生源と、
   前記第２トランジスタのベースに接続され、前記信号発生源から出力される前記電圧信号による三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧をこのベースに供給可能な基準電圧源と、
   前記第１トランジスタと前記第３抵抗との接続ノードに接続される出力端子と、
   を備えることを特徴とする正弦波発生回路。
2. 前記第２トランジスタと前記第４抵抗との接続ノードには、他の出力端子が接続されていることを特徴とする請求項１記載の正弦波発生回路。
3. 所定電流を供給可能な電流源と、
   前記電流源に一端側が接続されてこの一端側から流れ込む前記所定電流を他端側に導き得る第１抵抗および第２抵抗と、
   前記電流源よりも低い電位に設定される基準電位に一端側が接続されて他端側から流れ込む電流をこの基準電位に導き得る第３抵抗および第４抵抗と、
   前記第１抵抗の他端側と前記第３抵抗の他端側の間に接続される所定導電型の第１電界効果トランジスタと、
   前記第１電界効果トランジスタと同じ導電型で、前記第２抵抗の他端側と前記第４抵抗の他端側の間に接続される第２電界効果トランジスタと、
   前記第１電界効果トランジスタのゲートに接続され、所定の三角波形を有する電圧信号をこのゲートに供給可能な信号発生源と、
   前記第２電界効果トランジスタのゲートに接続され、前記信号発生源から出力される前記電圧信号による三角波の振幅範囲内に設定される所定の基準電圧をこのゲートに供給可能な基準電圧源と、
   前記第１電界効果トランジスタと前記第３抵抗との接続ノードに接続される出力端子と、を備えることを特徴とする正弦波発生回路。
4. 前記第２電界効果トランジスタと前記第４抵抗との接続ノードには、他の出力端子が接続されていることを特徴とする請求項３記載の正弦波発生回路。
5. 前記基準電圧源は、バンドギャップ定電圧源であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の正弦波発生回路。
   

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