JP2011151663A

JP2011151663A - 位相同期発振装置

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Publication number: JP2011151663A
Application number: JP2010012152A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Nonomura; 博之野々村
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-01-22
Filing date: 2010-01-22
Publication date: 2011-08-04
Anticipated expiration: 2030-01-22
Also published as: JP5600944B2

Abstract

【課題】小さいばらつきで電圧制御回路から供給される温度補償された電圧によって制御される電圧制御発振器を介して接続された増幅器の出力電力を、精度良く増減させ出力端子から出力する位相同期発振装置を得る。
【解決手段】発振周波数を制御する周波数制御電圧入力端子と発振電力を制御する電圧入力端子とを有する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器から出力される高周波信号を増幅して出力する温度特性を有する増幅器と、温度センサを有し、この温度センサの出力信号で基準電圧から変化する電圧を前記電圧制御発振器の電圧入力端子に入力し、前記電圧制御発振器を介して前記増幅器の電力非飽和領域の電力を増減する電圧制御回路とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波電力増幅回路などに用いられる位相同期発振装置に関する。

高周波電力増幅回路などに使用する位相同期発振装置では、高周波信号源である電圧制御発振器からの発振電力だけでは出力電力が不足するため、電圧制御発振器の出力を増幅器を用いて所望の出力電力に増幅する構成とすることが一般的である。

位相同期発振装置を構成する電圧制御発振器や増幅器には温度特性があるため、温度変動により、電圧制御発振器の発振電力や増幅器の利得が変動し、結果として、位相同期発振装置の出力電力が変動する。温度変動に対して位相同期発振装置の出力電力の変動を抑制するため、電圧制御発振器の発振電力に温度補償を実施する方法や増幅器の利得に対して温度補償を実施する方法がある。

発振器の発振電力に温度補償を実施する方法として、特開平４−０１８８０４号公報図２（特許文献１参照）においては、トランジスタ２０のコレクタ−エミッタ間電位差Ｖ_ＣＥ３を温度変化に対応して制御することにより、電源電圧−Ｖ_ＣＣがトランジスタ２０のコレクタ−エミッタ間の電位差分だけオフセットされることを利用して、発振回路１のバイポーラ型トランジスタ４のエミッタ・コレクタ間電圧Ｖ_ＣＥ１を制御する電圧制御回路１２を備えている。

さらに、この電圧制御回路１２からの制御電圧は、電流制御回路１１内のサーミスタ１９を通じてバイポーラ型トランジスタ４のエミッタに供給されている。

このような構成により、温度変化に応じて上記バイポーラ型トランジスタ４のエミッタ・コレクタ間電圧Ｖ_ＣＥ１を変化させ、温度変化による発振電力の変動を抑制しているものが開示されている。

特開平４−０１８８０４号公報（第２図）

しかし、特許文献１に記載のものは、電圧制御回路１２は、電圧制御素子としてバイポーラ型トランジスタ２０を用いている。バイポーラ型トランジスタ２０は型名が同一であっても、バイポーラ型トランジスタ２０の電流増幅率ｈ_ＦＥが個体間ばらつきを有するため、バイポーラ型トランジスタ２０の個体間ごとにサーミスタ２１及び抵抗２２の値の調整が必要になる問題があった。

また、電圧制御回路１２からの制御電圧は電流制御回路１１内のサーミスタ１９を介して発振回路を構成するトランジスタ４に供給されるので、電圧制御回路１２内のサーミスタ２１の温度係数の選定にあたっては、発振回路を構成するトランジスタ４の発振効率の温度依存性に加えて、電流制御回路１１内のサーミスタ１９の温度係数も考慮しなければならない問題があった。

この発明は、このような問題を解決するためになされたもので、小さいばらつきで電圧制御回路から供給される温度補償された電圧によって制御される電圧制御発振器を介して接続された増幅器の出力電力を、精度良く増減させ出力端子から出力する位相同期発振装置を提供する。

この発明に係る位相同期発振装置は、発振周波数を制御する周波数制御電圧入力端子と発振電力を増減する電圧入力端子とを有する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器から出力される一方の高周波信号を入力とし周波数を１／Ｎ（Ｎは正の整数）倍して出力する分周器と、この分周器から出力される高周波信号の位相と基準高周波信号の位相とを比較した差分の交流電圧を出力する位相比較器と、この位相比較器から出力される前記交流電圧を直流電圧に変換し、歪を除去してから前記周波数制御電圧入力端子へ出力するループフィルタと、前記電圧制御発振器から出力される他方の高周波信号を増幅して出力する温度特性を有する増幅器と、温度センサを有し、この温度センサの出力信号で基準電圧からの電圧を変化させ前記電圧制御発振器の電圧入力端子に入力し、前記電圧制御発振器を介して前記増幅器の電力非飽和領域の電力を増減する電圧制御回路とを備えたものである。

この発明は、電圧制御回路の温度センサによって構成された温度補償回路の出力を電圧制御発振器に入力し、温度補償された電圧制御発振器を介して能動素子の電力を増減させることにより、能動素子の利得を直接温度制御しないので能動素子に流れるバイアス電流の温度変化による出力変動を考慮する必要がない高精度な位相同期発振装置が得られる。

この発明の実施の形態１における位相同期発振装置を示すブロック図である。この発明の実施の形態１における位相同期発振装置の電圧制御発振器及び電圧制御回路を示す回路構成図である。この発明の実施の形態１における位相同期発振装置の温度特性を説明する説明図である。この発明の実施の形態１における位相同期発振装置の電圧制御発振器のコレクタ電圧に対する発振電力の特性を説明する説明図である。この発明の実施の形態１における位相同期発振装置の温度変動に伴う出力電力の変動の抑制を説明する説明図である。この発明の実施の形態２における位相同期発振装置の電圧制御発振器及び電圧制御回路を示す回路構成図である。この発明の実施の形態３における位相同期発振装置の電圧制御発振器及び電圧制御回路を示す構成図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における位相同期発振装置を示すブロック図である。図１において、１は電圧制御発振器であり、可変容量ダイオード、コイルなどで構成された共振回路１１の共振信号を増幅し出力を帰還回路１２を通して入力に正帰還することで発振動作をし高周波信号を出力端子１ａから出力する発振素子であるバイポーラトランジスタ１３と、前記可変容量ダイオードに印加する直流電圧を制御することで発振周波数を制御する周波数制御電圧端子１ｂと、バイポーラトランジスタ１３のコレクタ端子に入力する直流電圧を制御することで発振電力を制御する電圧入力端子１ｃとを備えている。

２は分周器であり、位相同期発振装置の発振周波数が基準高周波信号源４の周波数のＮ倍（Ｎは正の整数）の周波数となるように、電圧制御発振器１の出力端子１ａから出力される高周波信号の一方が入力し、この高周波信号の周波数を１／Ｎ倍して出力する。

３は位相比較器であり、電圧制御発振器１から出力される高周波信号の周波数を一定の値に保つため、分周器２から出力される高周波信号の位相と基準高周波信号源４からの基準高周波信号の位相とを比較し、その差分を交流電圧に変換して出力する。

５はループフィルタであり、前記交流電圧に含まれる周期変動、スパイクなどの歪を除去した直流電圧に変換して電圧制御発振器１の周波数制御電圧端子１ｂへ出力する。

このループフィルタ５から出力される直流電圧にて共振回路１１内の可変容量ダイオードの静電容量が制御されることで共振回路１１の共振周波数が調整され、電圧制御発振器１の発振周波数は常に基準高周波信号のＮ倍の周波数に保たれる。

６は増幅器であり、電圧制御発振器１の出力端子１ａから出力される高周波信号の他方が入力され所望の高周波電力に増幅して出力し、非飽和動作領域で動作し入力電力の増減に連動して出力電力が増減する。

７は高調波抑圧フィルタであり、増幅器６から出力される高周波信号に含まれる高調波を抑圧して位相同期発振装置の出力端子８へ高周波信号を出力し、低域通過フィルタや帯域通過フィルタなどで構成される。

９は電圧制御回路であり、電圧制御発振器１の電圧制御端子１ｃに温度変動に連動して増減する電圧を入力する。

図２は、この発明の実施の形態１における位相同期発振装置の電圧制御発振器及び電圧制御回路を示す構成図である。図２において、図１と同一の構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。

電圧制御回路９は、基準電圧９１と、固定抵抗９２と、温度検出素子として負特性のサーミスタ９３とを備え、基準電圧９１の電圧を固定抵抗９２とサーミスタ９３との並列回路で電圧降下した電圧が、電圧制御発振器１の電圧入力端子１ｂを通してバイポーラトランジスタ１３のコレクタ端子に供給されている。

図３は、この発明の実施の形態１における位相同期発振装置の温度特性を説明する説明図である。図３（ａ）は、電圧制御発振器の発振電力の温度特性、図３（ｂ）は増幅器の利得の温度特性、図３（ｃ）は位相同期発振装置の出力電力の温度特性である。

半導体素子は一般に温度の上昇と共に動作効率が低下する。従って、温度上昇と共に、図３（ａ）に示すように電圧制御発振器の発振電力は低下し、図３（ｂ）に示すように増幅器の利得は低下し、結果として図３（ｃ）に示すように位相同期発振器の出力電力が低下する。

図４は、この発明の実施の形態１における位相同期発振装置の電圧制御発振器１のコレクタ電圧に対する発振電力の特性を説明する説明図である。図４に示すように、電圧制御発振器１を構成するバイポーラトランジスタのコレクタ電圧を上昇させると発振電力は増加し、バイポーラトランジスタのコレクタ電圧を低下させると発振電力は低下する。

図５は、この発明の実施の形態１における位相同期発振装置の温度変動に伴う出力電力の変動の抑制を説明する説明図である。図５に示すように、図５（ｃ）で示される増幅器の利得の温度特性と逆の特性を図５（ｂ）に示す電圧制御発振器の出力電力が持つように、電圧制御回路の出力電圧を図５（ａ）の温度特性を持つように変化させ電圧制御発振器の電圧入力端子に入力することにより、位相同期発振装置の出力電力は図５（ｄ）のように温度に対して一定の値となる。

上記、図５（ａ）の温度特性を持つ電圧を出力する電圧制御回路９の動作を図２を用いて説明する。図２において、サーミスタ９３は、高温時に低抵抗値をなし、低温時に高抵抗値をなす負特性を有する。サーミスタ９３の抵抗値をＲｔｈとし、固定抵抗９２の抵抗値をＲｃとしたとき、低温時にＲｔｈ＞＞Ｒｃ、高温時にＲｔｈ＜＜Ｒｃ、低温から高温の範囲内の所望の温度でＲｔｈ＝Ｒｃとなるように、サーミスタ９３及び固定抵抗９２の抵抗値を選定する。

サーミスタ９３の常温における抵抗値をＲｔｈ０とし、温度係数をＫとすると、Ｒｔｈ＝Ｋ・Ｒｔｈ０で示される。このとき、並列回路の抵抗値Ｒｐは、Ｒｐ＝１／（１／Ｒｔｈ＋１／Ｒｃ）＝（Ｋ・Ｒｔｈ０／（Ｋ・Ｒｔｈ０＋Ｒｃ））・Ｒｃで示され、並列回路の温度係数Ｋｐは、Ｋｐ＝Ｋ・Ｒｔｈ０／（Ｋ・Ｒｔｈ０＋Ｒｃ）となる。この温度係数Ｋｐが図５（ａ）で示す電圧入力端子に入力する電圧の温度変化に相応するようにサーミスタ９３の抵抗値Ｒｔｈと固定抵抗９２の抵抗値Ｒｃを決定する。

このように固定抵抗９２とサーミスタ９３の抵抗値を選定することにより、固定抵抗９２とサーミスタ９３とで構成される並列回路の抵抗値Ｒｐは、低温時には固定抵抗９２の抵抗値Ｒｃが支配的となり、高温時にはサーミスタ９３の抵抗値Ｒｔｈが支配的となる。

従って、低温時は固定抵抗９２とサーミスタ９３とで構成された並列回路での電圧降下は大きくなるため、電圧入力端子１ｃの電圧は低下し、高温時は前記並列回路での電圧降下は小さくなるため、電圧入力端子１ｃの電圧は増加する。

よって、電圧入力端子１ｃの電圧が図５（ａ）のように温度変化するので、温度の増減に連動して増幅器６の入力電力が増減し、位相同期発振装置の出力電力は一定の値に保たれる。

さらに、並列回路の抵抗値Ｒｐの温度係数Ｋｐは、サーミスタ９３の抵抗値Ｒｔｈと固定抵抗９２の抵抗値Ｒｃを組み合わせることにより、精度良く所望の値に設定することが可能である。

以上のようにこの発明の実施の形態１による位相同期発振装置によれば、電圧制御回路のサーミスタによって構成された温度補償回路の出力を電圧制御発振器に入力し、温度補償された電圧制御発振器を介して能動素子の電力を増減させることにより、能動素子の利得を直接温度制御しないので能動素子に流れるバイアス電流の温度変化による出力変動や能動素子のバイアス回路に流れる高調波の高周波電力の漏れを考慮する必要がない高精度な位相同期発振装置を得る効果がある。

さらに、電圧制御回路が受動素子である固定抵抗とサーミスタとの並列回路で簡単に構成され、能動素子であるバイポーラトランジスタを電圧制御素子として用いていないので、ばらつきが小さい電圧制御回路を実現することができる。さらに、受動素子が小型であるので位相同期発振装置の小型化が可能である。

また、電圧制御発振器のバイポーラトランジスタのコレクタ電圧の変化により周波数変動現象が発生する場合であっても、電圧制御発振器の周波数制御電圧端子の電圧は電圧制御発振器の出力から分周された高周波信号と予め設定した基準高周波信号とを差分した信号を位相同期されたループフィルタを介して制御されるため、発振周波数は周波数変動現象の影響を受けることなく、一定の値に保たれる。

なお、電圧制御発振器１において、トランジスタはバイポーラトランジスタを用いた場合について説明したが、電界効果トランジスタを用いても同様の作用及び効果が得られる。

実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２における位相同期発振装置の電圧制御発振器１及び電圧制御回路１０９を示す回路構成図である。図６において、図２と同一の構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。電圧制御回路１０９において、固定抵抗９２とサーミスタ９３は直列接続された分圧回路をなし、固定抵抗９２の他方に基準電圧９１が接続され、サーミスタ９３の他方は接地されている。また、固定抵抗９２とサーミスタ９３とが共通接続された分圧電圧端子１０９ａから電圧入力端子１ｃを介してバイポーラトランジスタ１３のコレクタ端子へ電圧が供給されている。

図６において、サーミスタ９３は、高温時に高抵抗値をなし、低温時に低抵抗値をなす正特性を有する。サーミスタ９３の抵抗値をＲｔｈとし、固定抵抗９２の抵抗値をＲｃとしたとき、低温時にＲｔｈ＜＜Ｒｃ、高温時にＲｔｈ＞＞Ｒｃ、低温から高温の範囲内の所望の温度でＲｔｈ＝Ｒｃとなるように、固定抵抗９２及びサーミスタ９３の抵抗値を選定する。

サーミスタ９３の常温における抵抗値をＲｔｈ０とし、温度係数をＫとすると、Ｒｔｈ＝Ｋ・Ｒｔｈ０で示される。このとき、分圧回路の分圧電圧端子１０９ａの分圧比Ｖｓは、Ｖｓ＝Ｒｔｈ／（Ｒｃ＋Ｒｔｈ）＝（Ｋ／（Ｋ・Ｒｔｈ０＋Ｒｃ））・Ｒｔｈ０で示され、分圧回路の温度係数Ｋｓは、Ｋｓ＝Ｋ／（Ｋ・Ｒｔｈ０＋Ｒｃ）となる。この温度係数Ｋｓが図５（ａ）で示す電圧入力端子に入力する電圧の温度変化に相応するようにサーミスタ９３の抵抗値Ｒｔｈと固定抵抗９２の抵抗値Ｒｃを決定する。

このように固定抵抗９２とサーミスタ９３の抵抗値を選定することにより、固定抵抗９２とサーミスタ９３とで構成される分圧回路の抵抗値は、低温時には固定抵抗９２の抵抗値Ｒｃが支配的となり、高温時にはサーミスタ９３の抵抗値Ｒｔｈが支配的となる。

従って、低温時は固定抵抗９２とサーミスタ９３との直列回路で構成された分圧回路の分圧比Ｖｓは小さくなるため、電圧制御端子１ｃの電圧は低下し、高温時は前記分圧回路の分圧比Ｖｓは大きくなるため、電圧制御端子１ｃの電圧は増加する。

よって、電圧制御端子１ｃの電圧が図５（ａ）のように温度変化するので、温度の増減に連動して増幅器６の入力電力が増減し、位相同期発振装置の出力電力は一定の値に保たれる。

さらに、分圧回路の分圧比Ｖｓの温度係数Ｋｓは、サーミスタ９３の抵抗値Ｒｔｈと固定抵抗９２の抵抗値Ｒｃを組み合わせることにより、精度良く所望の値に設定することが可能である。

以上のようにこの発明の実施の形態２による位相同期発振装置によれば、電圧制御回路のサーミスタによって構成された温度補償回路の出力を電圧制御発振器に入力し、温度補償された電圧制御発振器を介して能動素子の電力を増減させることにより、能動素子の利得を直接温度制御しないので能動素子に流れるバイアス電流の温度変化による出力変動や能動素子のバイアス回路に流れる高調波の高周波電力の漏れを考慮する必要がない高精度な位相同期発振装置を得る効果がある。

さらに、電圧制御回路が受動素子である固定抵抗とサーミスタとを直列接続した分圧回路で簡単に構成され、能動素子であるバイポーラトランジスタを電圧制御素子として用いていないので、ばらつきが小さい電圧制御回路を実現することができる。さらに、受動素子が小型であるので位相同期発振装置の小型化が可能である。

なお、電圧制御発振器において、トランジスタはバイポーラトランジスタを用いた場合について説明したが、電界効果トランジスタを用いても同様の作用及び効果が得られる。

実施の形態３．
図７は、この発明の実施の形態３における位相同期発振装置の電圧制御発振器１と電圧制御回路２０９を示す構成図である。図７において、図２と同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。図７において、２９１は温度センサ回路であり、正特性又は負特性のサーミスタ、熱電対などの温度センサを備え、この温度センサのアナログ信号をデジタル信号の温度信号に変換して出力する。

２９２は読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）であり、バイポーラトランジスタの発振電力の温度特性とコレクタ電圧との補正テーブルをあらかじめ格納する。２９３は演算回路（ＣＰＵ）であり、温度センサ回路２９１からの温度信号が入力し、ＲＯＭ２９２から所定の電圧データを読み出し出力する。

２９４はＤ／Ａ変換回路であり、ＣＰＵ２９３からの出力信号をデジタル／アナログ変換（Ｄ／Ａ変換）し、前記電圧データに相応した直流電圧に変換し出力する。２９５は電圧オフセット回路であり、Ｄ／Ａ変換回路２９４からの直流電圧で基準電圧９１からの電圧を変化させて電圧入力端子１ｂへ出力する。

電圧制御回路２０９の動作について説明する。ＲＯＭ２９２には、常温時は０Ｖ、常温から温度が上昇するに伴い低下する負電圧データ、及び常温から温度が下降するに伴い増加する正電圧データが格納されている。

演算回路２９３は、温度センサ回路２９１からの温度信号に従い、ＲＯＭ２９２から温度に対応する電圧データを読み出し、Ｄ／Ａ変換回路２９４に出力し、Ｄ／Ａ変換回路２９４でＤ／Ａ変換された直流電圧が電圧オフセット回路２９５の反転端子Ｂに入力される。

電圧オフセット回路２９５の反転端子Ｂに入力される電圧は、上記説明から明らかなように常温で０Ｖ、常温より高温側では負電圧、常温より低温側では正電圧となる。

電圧オフセット回路２９５の出力電圧は、出力端子をＣ、基準電圧９１からの電圧の同相入力端子をＡとすると、Ｃ＝Ａ−Ｂで現されるように動作する。すなわち、出力端子Ｃの電圧は、常温で基準電圧、常温より高温側では基準電圧より高い電圧、常温より低温側では基準電圧より低い電圧となる。

従って、電圧制御発振器１の電圧入力端子１ｃに入力する電圧は、温度上昇に伴い増加するように変化するので、温度の増減に連動して増幅器６の入力電力が増減し、増幅器６の出力電力が温度補償され位相同期発振装置の出力電力は一定の値に保たれる。

以上のようにこの発明の実施の形態３による位相同期発振装置によれば、電圧制御回路の温度センサによって構成された温度補償回路の出力を電圧制御発振器に入力し、温度補償された電圧制御発振器を介して能動素子の電力を増減させることにより、能動素子の利得を直接温度制御しないので能動素子に流れるバイアス電流の温度変化による出力変動や能動素子のバイアス回路に流れる高調波の高周波電力の漏れを考慮する必要がない高精度な位相同期発振装置を得る効果がある。

さらに、このように構成した位相同期発振装置では、バイポーラトランジスタの発振電力の温度特性とコレクタ電圧との補正テーブルをあらかじめＲＯＭに格納しているので、精度良く位相同期発振装置の出力電力を制御することができる。

１電圧制御発振器
１ｂ周波数制御電圧入力端子、１ｃ電圧入力端子
２分周器
３位相比較器
４基準高周波信号源
５ループフィルタ
６増幅器
７高調波抑圧フィルタ
８出力端子
９、１０９、２０９電圧制御回路
１３バイポーラトランジスタ
９１基準電圧
９３サーミスタ
２９１温度センサ回路
２９２ＲＯＭ
２９３演算回路
２９４Ｄ／Ａ変換回路
２９５電圧オフセット回路

Claims

発振周波数を制御する周波数制御電圧入力端子と発振電力を増減する電圧入力端子とを有する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器から出力される一方の高周波信号を入力とし周波数を１／Ｎ（Ｎは正の整数）倍して出力する分周器と、この分周器から出力される高周波信号の位相と基準高周波信号の位相とを比較した差分の交流電圧を出力する位相比較器と、この位相比較器から出力される前記交流電圧を直流電圧に変換し、歪を除去してから前記周波数制御電圧入力端子へ出力するループフィルタと、前記電圧制御発振器から出力される他方の高周波信号を増幅して出力する温度特性を有する増幅器と、温度センサを有し、この温度センサの出力信号で基準電圧からの電圧を変化させ前記電圧制御発振器の電圧入力端子に入力し、前記電圧制御発振器を介して前記増幅器の電力非飽和領域の電力を増減するする電圧制御回路とを備えた位相同期発振装置。
トランジスタによって構成され、発振周波数を制御する周波数制御電圧入力端子と発振電力を増減する電圧入力端子とを有する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器から出力される一方の高周波信号を入力とし周波数を１／Ｎ（Ｎは正の整数）倍して出力する分周器と、この分周器から出力される高周波信号の位相と基準高周波信号の位相とを比較した差分の交流電圧を出力する位相比較器と、この位相比較器から出力される前記交流電圧を直流電圧に変換し、歪を除去してから前記周波数制御電圧入力端子へ出力するループフィルタと、前記電圧制御発振器から出力される他方の高周波信号を増幅して出力する温度特性を有する増幅器と、この増幅器から出力される高周波信号に対する高調波を抑圧して出力端子へ出力する高調波抑圧フィルタと、正特性又は負特性のサーミスタを有し、このサーミスタの抵抗値の変動で基準電圧から変化する電圧を前記電圧制御発振器の電圧入力端子に入力し、前記電圧制御発振器を介して前記増幅器の電力非飽和領域の電力を増減する電圧制御回路とを備えた位相同期発振装置。
トランジスタによって構成され、発振周波数を制御する周波数制御電圧入力端子と発振電力を増減する電圧入力端子とを有する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器から出力される一方の高周波信号を入力とし周波数を１／Ｎ（Ｎは正の整数）倍して出力する分周器と、この分周器から出力される高周波信号の位相と基準高周波信号の位相とを比較した差分の交流電圧を出力する位相比較器と、この位相比較器から出力される前記交流電圧を直流電圧に変換し、歪を除去してから前記周波数制御電圧入力端子へ出力するループフィルタと、前記電圧制御発振器から出力される他方の高周波信号を増幅して出力する温度特性を有する増幅器と、この増幅器から出力される高周波信号に対する高調波を抑圧して出力端子へ出力する高調波抑圧フィルタと、温度センサのアナログ信号をデジタル変換する温度センサ回路と前記トランジスタの発振電力の温度特性を補償するＲＯＭを含む演算部を有し、前記温度センサ回路のデジタル信号に対応して前記演算部が補正データを前記ＲＯＭから読み出し、読み出されたデータをＤ／Ａ変換して基準電圧から変化する補正電圧を前記電圧制御発振器の電圧入力端子に入力し、前記電圧制御発振器を介して前記増幅器の電力非飽和領域の電力を増減する電圧制御回路とを備えた位相同期発振装置。