JP2018519528A - バイアス電圧及び放出電流の制御及び測定を伴う電離圧力計 - Google Patents

Abstract

【課題】熱陰極電離圧力計（ＨＣＩＧ）を操作するための装置及び対応する方法を提供する。
【解決手段】トランジスタ回路は、低入力インピーダンスで電子放出電流を伝達するように、且つ陰極バイアス電圧を制御するように構成することができる。放出電流及び陰極バイアス電圧は、サーボ整定時間なしに、互いに無関係に制御することができる。ＨＣＩＧは、漏れ電流に対して較正することができる。
【選択図】図２Ａ

Description

本出願は、２０１５年７月９日出願の米国仮特許出願第１４／７９５，７２９号の利益を主張する。上記出願の教示全体が、参照によって本明細書に援用される。

電離真空圧力計は、半導体製造、薄膜蒸着、高エネルギ物理学、イオン注入及び空間シミュレーションなどの種々様々な用途で用いることができる。電離圧力計は、冷陰極電離圧力計（ＣＣＩＧ）及び熱陰極電離圧力計（ＨＣＩＧ）の両方を含むことができ、幾つかの例示的なＨＣＩＧ設計は、バヤール−アルパート（ＢＡ）、シュルツ−フェルプス、及び三極管型圧力計を含む。典型的な熱陰極電離真空圧力計のセンサは、陰極（フィラメントとも呼ばれる電子源）、陽極（グリッドとも呼ばれる）、及びイオンコレクタ電極を含む。ＢＡ圧力計に関し、陰極は、陽極によって画定された電離空間（陽極体積）の外部に放射状に配置される。イオンコレクタ電極は、陽極体積内に配置される。電子は、陰極から陽極の方へ且つ陽極を通って移動し、最終的に陽極によって捕集される。しかしながら、電子の移動時に、電子は、圧力が測定されることになる雰囲気を構成するガスの分子及び原子に衝突し、イオンを生成する。陽極体積内で生成されたイオンは、陽極内の電界によってイオンコレクタへ引きつけられる。雰囲気内のガスの圧力Ｐは、式Ｐ＝（１／Ｓ）（ｉ_ｉ／ｉ_ｅ）によってイオン電流及び電子電流から計算することができ、この式で、Ｓは、１／ｔｏｒｒ単位のスケーリング係数（圧力計感度）であり、特定の圧力計形状、電気的パラメータ、及び圧力範囲に特有である。ｉ_ｉは、イオン電流であり、ｉ_ｅは、電子放出電流である。

陰極は、電子放出を引き起こすために、電圧源によって開始される電流フローによって加熱される。電圧源は、例えば＋３０ボルトの固定陰極バイアス電圧を用いて所望の電子放出電流を維持するために、サーボによって制御される。陰極バイアス電圧と陽極の陰極バイアス電圧との間の電圧差は、放出電子が電離体積を入るときに、放出電子のエネルギを決定する。今度は、電子のエネルギが、電離電流に影響し、その結果、圧力計の精度は、陰極バイアス電圧の正確な制御に依存する。電子放出電流の大きさは、陰極内に印加される加熱電力によって決定される。

電離圧力計は、典型的には、センサに電力を供給し、且つセンサから信号を受信するために、ヘッダハウジングを通って延びる接続ピンを備えた幾つかの電気的なフィードスルーを含む（各センサ電極は、フィードスルー電気接続ピン又は導体に接続される電極接続ポストで製造される）。圧力計のエンベロープに接続されときに、操作の安全性及び信号の完全性を維持するために、且つ電流が、フィードスルーピンからヘッダハウジングに漏れるのを防ぐために、フィードスルーピンとヘッダハウジング及び他のセンサコンポーネントとの間に電気絶縁体を設けることができる。

熱陰極電離圧力計（ＨＣＩＧ）における陰極加熱電流のサーボ制御は、幾つかの理由で問題になり得る。高性能サーボ回路のコスト及び複雑さは、高くなる可能性がある。更に、電子放出電流設定が変更される場合、又は圧力計における圧力が変化する場合に、電子放出電流及び陰極バイアス電圧が、従来的な器械設計では結合される（一方が他方に影響する）ので、陰極バイアス電圧は影響される。圧力又は電子放出電流における変化に続いて、圧力測定は、典型的には、３秒くらい続く可能性があるサーボ整定時間（不感時間）中に利用不可能である。不感時間は、（器械較正が有効である場合に）フィラメント陰極バイアス電圧が、所望の公称値から外れる遷移状態を指し、従って、圧力測定は、較正されずに不正確である。従って、サーボ制御は、圧力計が不正確な又は使用できない期間につながる。

更に、電気フィードスルー絶縁体の有効性は、ＨＣＩＧなどの電離圧力計のフィードスルー絶縁体上に蓄積し得る導電性汚染物質によって損なわれる可能性があり、それは、ここで詳細に説明される。汚染物質は、フィードスルーピン（導体）とＨＣＩＧセンサのヘッダハウジングとの間に導電性経路を形成し、センサ信号電流の一部が、フィードスルー絶縁体を横断して流れることができるようにする可能性がある。これらの漏れ電流は、不正確な圧力測定から完全なセンサ故障に及ぶ望ましくない影響を引き起こす可能性がある。例えば、陰極電気フィードスルーからの漏れは、不正確な電子放出電流測定及び不正確な圧力測定につながる可能性がある。更に、陰極寿命を延ばすために、例えば２０マイクロアンペア（μＡ）未満のより低い電子放出電流を維持することが望ましい。しかしながら、漏れ電流が、電子放出電流又は他の信号電流に対して十分に大きくなると、圧力測定精度を維持するために、より高い電子放出電流でＨＣＩＧ陰極を操作することが必要になるが、それは、陰極寿命を短縮する。更に、陽極フィードスルー絶縁体もまた、特に、陽極構造が加熱される脱気手順中に汚染される可能性がある。陰極及び陽極フィードスルー絶縁体に加えて、イオンコレクタフィードスルー絶縁体などの他のフィードスルー絶縁体もまた、汚染されて、センサ動作を損なう可能性がある。

本発明の実施形態に従って、互いに分離された電子放出電流及び陰極バイアス電圧を設定するための装置及び方法が提供され、それはまた、従来的なサーボに基づいた測定方法の特徴である不感時間を除去する。更に、実施形態の装置及び方法は、漏れ電流の影響を圧力測定から除去するために用いることができ（ＨＣＩＧは、その正常な使用環境に留まる）、より信頼できる圧力測定及びより長い圧力計のサービス期間につながる。実施形態は、改善された圧力測定精度と、広い範囲にわたる電子放出電流の連続的な調整能力と、不感時間のないより高速な電子放出電流制御と、圧力変化に対する一層高速な反応と、同様に製造コストの低下と、を提供することができる。

電離圧力計及び対応する方法は、電子放出電流を用いて電子を放出するために加熱されるように構成された陰極を含んでもよい。電離圧力計はまた、低入力インピーダンスで電子放出電流を伝達するように、且つ陰極バイアス電圧を制御するように構成されたトランジスタ回路を含むことができる。低入力インピーダンスは、電子放出電流が、陰極バイアス電圧に影響を及ぼさずにトランジスタ回路において感知され得るように、ほぼゼロにすることができる。電子放出電流は、電流測定回路に伝達することができ、電流測定回路は、電流センサを含むことができる。電離圧力計はまた、陰極を可変的に加熱する可変加熱電源を含むことができる。

トランジスタ回路は、電子放出電流の大きさと無関係に、陰極バイアス電圧を制御することができる。例えば、それは、陰極バイアス電圧を独立して制御するためにゲート電圧を制御しながら、ほぼゼロの入力インピーダンスでソースとドレインとの間で電子放出電流を伝達する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含んでもよい。陰極バイアス電圧は、ＦＥＴのゲートに印加される電圧＋ＦＥＴのオフセット電圧と等しくすることができ、ＦＥＴのゲートは、陰極バイアス電圧を可変的に制御するために、可変電圧源に電気的に接続することができる。ソースからドレインに伝達される電子放出電流は、陰極バイアス電圧に影響せずに感知することができる。トランジスタ回路は、陰極電子放出電流がゼロのトランジスタを通る電流フローが、正確な電子放出電流感知用に電流オフセットを提供できるようにするために、漏れ試験電流源に電気的に接続されてもよい。漏れ試験電流源は、陽極バイアス電圧供給に結合された抵抗を含むことができる。漏れ電流範囲選択スイッチは、漏れ電流レベルに従って、漏れ試験電流源の電流範囲を切り替えるように構成されてもよい。

電離圧力計は、トランジスタ回路におけるトランジスタのオフセットを検出する回路を含むことができ、オフセットを検出する回路は、トランジスタ回路に電気的に接続されたダイオードを含むことができる。

電離圧力計は、加熱された陰極で測定された電子放出電流と、非加熱の陰極で測定された電子放出電流との間の差を計算できるマイクロコントローラを含むことができ、その差は、漏れ電流に対する電離圧力計の較正用に用いることができる。マイクロコントローラはまた、陰極加熱電源、トランジスタ回路の陰極バイアス電圧制御入力部、及び漏れ電流範囲セレクタスイッチに電気的に接続された制御信号を有することができる。マイクロコントローラはまた、陰極電子放出電流を測定するために、電流センサに電気的に接続された電気入力部を含むことができる。

電離圧力計を操作する方法及び対応する装置は、電子放出電流で電子を放出するために陰極を加熱することと、トランジスタ回路を介して陰極バイアス電圧を制御することと、低入力インピーダンスのトランジスタ回路を介して、陰極の電子放出電流を伝達することと、を含むことができる。低入力インピーダンスは、ほぼゼロとすることができる。電子放出電流の通過は、電流測定回路へと行うことができ、電流測定回路は、電流センサを含むことができる。陰極バイアス電圧の制御は、ＦＥＴのゲートに対して可変電圧源を働かせることを含むことができる。陰極バイアス電圧は、電子放出電流の大きさと無関係に制御することができる。陰極の加熱は、ユーザ選択電子放出電流で電子を放出するために、調整可能な加熱を含むことができる。

方法は、電子放出電流がゼロに設定されたトランジスタ回路に漏れ試験電流を通すことによって、漏れ電流用の電離圧力計を較正することを含むことができる。方法は、加熱された陰極で測定された電子放出電流と、非加熱の陰極で測定された電子放出電流との間の差を用いることによって、漏れ電流用の電離圧力計を較正することを含むことができる。漏れ試験電流は、陽極バイアス電源に電気的に結合された、且つ漏れ電流レベルに従って切り替えられる抵抗を通過させることができる。

方法は、マイクロコントローラから、陰極加熱電源、及びトランジスタ回路の陰極バイアス電圧制御入力部に制御信号を出力することを含むことができる。方法は、マイクロコントローラから、トランジスタ回路における漏れ電流範囲セレクタスイッチに制御信号を出力することを更に含むことができる。方法はまた、トランジスタ回路における電流センサからマイクロコントローラに電気信号を入力することを含むことができる。

トランジスタ回路は、電子放出電流を伝達する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含むことができる。陰極バイアス電圧は、ＦＥＴのゲートに印加される電圧＋ＦＥＴのオフセット電圧と等しくすることができる。方法は、トランジスタ回路におけるトランジスタのオフセットを検出することによって、トランジスタ回路を較正することを含むことができ、トランジスタ回路の較正は、ダイオードの使用を含むことができる。ダイオードは、トランジスタ回路におけるトランジスタに電気的に接続し、且つトランジスタのオフセットの測定を容易にするために用いることができる。電流センサは、トランジスタ回路におけるトランジスタを通る電子放出電流を測定するために用いることができる。

方法はまた、圧力測定における不感時間なしに、ある値から別の値に電子放出電流を変更することを含むことができる。

電離圧力計は、電子放出電流で電子を放出するために陰極を加熱するための手段と、トランジスタ回路を介して陰極バイアス電圧を制御するための手段と、低入力インピーダンスのトランジスタ回路を介して電子放出電流を伝達するための手段と、を含むことができる。

前述のことは、添付の図面に示されているように、本発明の例示的な実施形態における以下のより特定の説明から明らかになろう。図面において、同様の参照文字は、相異なる図の全体にわたり同じ部分を指す。図面は、必ずしも一定の縮尺で作成されている訳ではなく、その代わりに、本発明の実施形態を示すことに重点が置かれている。

既存のバヤール−アルパート（ＢＡ）熱陰極電離圧力計（ＨＣＩＧ）を示す概略図である。 図１Ａにおける陰極用の電子放出電流及び陰極バイアス電圧のグラフを含む。 可変電子放出電流源を備えた図１Ａにおける既存のＢＡ ＨＣＩＧを示す概略図である。 電子放出電流を伝達する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）回路を組み込む実施形態のＨＣＩＧを示す概略図である。 図２Ａに示されているような電離圧力計を操作する実施形態の方法を示す流れ図である。 電子放出電流を伝達するＦＥＴトランジスタ回路、マイクロコントローラ、及び漏れ電流軽減用の回路を備えた代替実施形態のＨＣＩＧを示す概略図である。 図３Ａに示されているＨＣＩＧのより詳細な概略図である。 漏れ電流の影響を軽減する実施形態の方法を示す流れ図である。

本発明の例示的な実施形態の説明が続く。

熱陰極電離真空圧力計（ＨＣＩＧ）は、半導体製造、薄膜蒸着、高エネルギ物理学、イオン注入及び空間シミュレーションなどの種々様々な用途で用いられる。これらの用途の多くは、高い圧力計信頼性、低い故障率、及び何桁もの大きさの圧力にわたる優れた圧力測定精度を必要とする。更に、これらの用途の多くは、短い時間間隔で反復される正確な圧力測定を必要とし、且つＨＣＩＧの電子放出電流制御ループを制御するためのサーボ整定時間を許容しない可能性がある。これらの考察を念頭におくと、制御ループ整定にかまわず短い時間間隔で、且つ長い寿命にわたり非常に正確な圧力測定を報告するＨＣＩＧの能力を向上させることが、非常に重要である。

図１Ａは、典型的なバヤール−アルパート（ＢＡ）ＨＣＩＧを示す。上記のように、かかる圧力計の動作の一般原則は、例えば米国特許第７，２９５，０１５号明細書及び同７，４２９，８６３号明細書に説明されており、それらの特許は、それらの全体において参照により本明細書に援用される。陰極２０８は、陰極ヒータ電源Ｖ_Ｈによって供給される電流によって加熱されるように構成される。陰極ヒータ電源Ｖ_Ｈは、制御信号１０９によりサーボ１０７によって制御される。陰極２０８は、陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃに保持され、陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃは、例えば＋３０Ｖとすることができる。測定は、陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃを監視する電圧センサ１６５が、指定された動作陰極バイアス電圧（例えば＋３０Ｖ）を読み出す場合に、有効であり較正される。

電気的に加熱されると、陰極２０８は、電子ｅ⁻を陽極２０６へ放出する。この電子放出は、電子放出電流ｉ_ｅ、即ち電子フローと反対の方向の等価な正電流フローによって定義される。図１Ａに示されているように、陽極は、陽極体積（電離体積）を画定する円筒状のワイヤグリッド（陽極グリッド）として構成することができる。イオンコレクタ電極２１７は、電離体積内に配置される。陽極バイアス電圧は、陰極から離れて陽極２０６の方へ且つ陽極２０６を通って電子ｅ⁻を加速する。陽極は、陽極バイアス電圧Ｖ_Ａに保持され、陽極バイアス電圧Ｖ_Ａは、典型的には＋１８０Ｖである。最終的に、陰極から放出された全ての電子は、陽極によって捕集される。それらの移動時に、エネルギ電子は、存在し得るガス分子及び原子に衝突し、陽イオンを生成する。次に、陽イオンは、陽極体積に生成された電界によって、イオンコレクタ電極２１７に推し進められる。電界は、陽極（例えば、＋１８０Ｖに維持することができる）及びイオンコレクタ（例えばグランド電位に維持することができる）によって生成することができる。次に、コレクタ電流が、イオンコレクタにおいて生成され、電離体積内のガスの圧力が、イオン電流から計算し得る。イオンコレクタ２１７は、イオンコレクタ電流を測定する、且つ一般に仮想接地で操作される電位計（トランスインピーダンス増幅器ピコアンメータ）２２３に接続される。

サーボ１０７の目的は、陰極の底部における陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃを正確に＋３０Ｖに保持することである。電圧Ｖ_Ｃが、＋３０Ｖ未満に降下すると、サーボ１０７は、陰極加熱電力を増加させ、それは、陰極２０８と陽極２０６との間の電子フローを増加させ、且つ陰極の底部における電圧を引き上げる。他方において、電圧Ｖ_Ｃが、＋３０Ｖを超えて上昇すると、サーボ１０７は、陰極加熱電力を低下させ、それは、電子フローを減少させて、電圧Ｖ_Ｃが降下できるようにする。所与の陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃにおいて、サーボ平衡状態で流れる電子放出電流ｉ_ｅの量は、スイッチＳ_ｅによって選択することができる。最適な電子放出電流は、ガス圧力、所望の陰極寿命、測定精度等に依存する。スイッチＳ_ｅは、マイクロコントローラ（図示せず）からのコマンド信号１１１によって制御される。左端のスイッチポジションにおいて、システムは、電子放出電流ｉ_ｅ＝＋３０Ｖ／１０ｋΩ＝３ｍＡの場合に、有効であり較正される。他のスイッチポジションに対応する他の電子放出電流選択肢は、それぞれ＋３０Ｖ／１００ｋΩ＝０．３ｍＡ及び＋３０Ｖ／１ＭΩ＝３０μＡである。

図１Ａに示されているＨＣＩＧなどの既存のＨＣＩＧには幾つかの欠点がある。最初に、スイッチＳ_ｅは、有限数のポジションだけを有する。任意の所与のスイッチポジションにおいて、電子放出電流は、やはり通常は、測定精度と圧力計寿命との間の最適なトレードオフから遠く離れている。例えば、陰極寿命を延ばすために、電子放出電流を２０マイクロアンペア（μＡ）未満に維持することが望ましい。しかしながら、漏れ電流が存在する状態で、実際の電子放出電流は、未知である可能性があり、ＨＣＩＧ陰極は、漏れ電流を超えて圧力測定精度を維持するのに十分に高い電子放出電流で操作されなければならない。更に、サーボ１０７は、不感時間を最小化し、且つ望ましい精度を提供するために、典型的には比較的複雑で高価であることが要求される。更に、どんな実際のサーボ実装形態も、非ゼロの整定時間及び制御誤差を有し、従って陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃの実際値は、＋３０Ｖからかなり逸脱することが多い。

図１Ｂは、図１Ａにおけるサーボ１０７の非ゼロの整定時間の影響を示す。図１Ｂの上部のグラフは、電子放出電流ｉ_ｅを経時的に示し、図１Ｂの下部のグラフは、陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃを経時的に示す。上部のグラフに示されているように、Ｓ_ｅは、時間１３０ａにポジションを変更し、それは、陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃを直ちに降下させる。サーボ１０７は、（陰極加熱電力を増加させ、それが、電子放出電流を増加させることによって）最終的に電圧Ｖ_Ｃを再び上昇させるが、しかしこれは、時間間隔１３２ａ（不感時間）を必要とし、その間に圧力測定は利用できない。整定時間１３２ａは、例えば３秒までとすることができ、それは、業界標準の整定時間である。この挙動は、許容できないことが多い。何故なら、多少のＨＣＩＧユーザは、例えば２５ミリ秒ごとの有効な圧力更新を要求するからである。また図１Ｂに示されているように、時間１３０ｂにおいて、ＨＣＩＧにおけるガス圧力は、素早く変化し、電子放出電流ｉ_ｅ及び陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃの両方を一時的に上昇又は降下させ得る。期間１３２ｂにわたって、圧力の測定は、同様に無効である。図１Ｂに示されているように、従来のＨＣＩＧにおいて、電子放出電流及び陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃは、「結合される」か、又は一方が他方に影響を及ぼす。

図１Ｃは、電子放出電流制御対する代替の既存アプローチを示す。図１Ｃに示されている概略図において、スイッチＳ_ｅ及び抵抗器群は、可変電流源１１５と取り替えられる。電流源１１５は、マイクロコントローラ（図示せず）からのコマンド１１３によって制御される。これは、少数の離散的な予め選択された電子放出電流選択肢に制限される問題を解決し、従って電子放出電流は、任意の値とすることができる。

しかしながら、図１Ｃの設計アーキテクチャは、厳しい問題を持ち込む。陰極２０８の底部におけるノードは、グランドに対してほぼ無限のインピーダンスを有し、陰極電力及び電子放出電流に極めて敏感な陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃを結果としてもたらす。サーボ１０７は、非常に複雑で、それほど正確ではなく、且つ潜在的に不安定になる。サーボ１０７は、整定のために非常に長い時間を必要とする可能性がある。従って、調整可能な電流源１１５を有するという利点には、回路安定性及び信頼性における重大なトレードオフが付随する。

本発明の実施形態によれば、電子放出電流と陰極バイアス電圧との間の結合又は依存に関連する問題は、克服することができる。トランジスタ回路は、電子放出電流及び陰極バイアス電圧を独立して制御するために用いることができる。かかるトランジスタ回路は、電子放出電流と無関係に陰極バイアス電圧を制御しながら、非常に低い入力インピーダンスで電子放出電流を伝達することができる。サーボ１０７は、図１Ａ−１Ｃで示されている整定時間を伴うが、ガス圧力又は電子放出電流にかかわらず連続的に有効な圧力測定を提供するために除去することができる。更に、幾つかの実施形態は、漏れ電流の軽減に備え、より長い圧力計寿命にわたって圧力測定をより正確にすることができる。

図２Ａは、低入力インピーダンスで電子放出電流を伝達する、且つ陰極バイアス電圧を制御するトランジスタ回路２２０を有するＨＣＩＧを示す概略図である。図２Ａに示されているＨＣＩＧのトランジスタ回路２２０は、共通ゲート金属酸化膜半導体ＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ）２２１と、図１ＡにおけるスイッチＳ_ｅ、電圧センサ１６５及びサーボ１０７に取って代わる電流センサ２１９と、の両方を含む。電流センサ２１９は、例えば、アンメータ、又は任意の電流感知装置若しくは回路とすることができる。他の実施形態において、トランジスタ回路２２０は、単一のＭＯＳＦＥＴ２２１及び電流センサ２１９に加えて追加の電気コンポーネントを含む。

マイクロコントローラ（図示せず）からのコマンド信号２０９は、可変的に陰極を加熱するために、可変陰極加熱電源Ｖ_Ｈを可変的に制御する。コマンド信号２０９はまた、図１Ａにおけるサーボ１０７からの制御信号１０９に取って代わる。従って、マイクロコントローラは、図３Ａの説明において更に説明されるが、陰極加熱電力を制御するために、陰極加熱電源Ｖ_Ｈに電気的に接続される制御信号２０９を供給する。電流センサ２１９は、トランジスタ２２１を通る電子放出電流を測定する。マイクロコントローラに供給される、そのセンサからの出力は、信号２０９を通して電子放出電流を制御するために用いることができる。図１Ａ及び１Ｃのサーボ制御と異なり、フィードバックは、電子放出電流を制御するための、感知された電子放出電流からのものであり、それは、感知された陰極バイアス電圧からではなく、陰極バイアス電圧に依存しない。

本明細書で用いられているように、「低入力インピーダンス」は、電子放出電流における変化が、陰極バイアス電圧をそれほど変化させないほど小さなインピーダンスを示す。例えば、陰極バイアス電圧許容誤差は、所望の測定精度を提供するために±１．０Ｖとすることができ、最大の予想電子放出電流は、１０μＡとすることができる。その場合に、トランジスタ回路は、入力インピーダンスが、約１．０Ｖ／１０μＡ＝１００ｋΩより小さい場合に、所望の利点を提供することができる。トランジスタ回路の入力インピーダンスは、それが、典型的なＦＥＴの入力インピーダンスなどの上記で計算された値未満である場合に、「ほぼゼロ」と見なされることになろう。例えば、１０００Ω程度におけるほぼゼロの入力インピーダンスは、本明細書で示される回路などの回路で達成することができる。更に、図２Ａに示されているトランジスタ回路は、ＦＥＴオフセット電圧を感知又は推定する、且つそれをキャンセルする回路を追加することによって、更に改善することができる。かかる改善は、１〜１００Ω範囲あたりでほぼゼロの入力インピーダンスまで実効入力インピーダンスを低減することができる。トランジスタ回路の入力インピーダンスは、広く変化する可能性があり、且つ放出電流、トランジスタ回路におけるトランジスタの特定の選択、回路の複雑さ等に依存する可能性がある。

図２Ａにおいて、電子放出電流ｉ_ｅは、共通ゲートＭＯＳＦＥＴ増幅トランジスタ２２１を通って流れるが、トランジスタ２２１は、そのエミッタ端子とコレクタ基準端子との間で陰極電子放出電流を伝達する。エミッタとベース制御端子との間の電圧は、約１．５Ｖの公称電圧を有してもよい。従って、ゲートへの固定電圧（ここでは＋２８．５Ｖ）の印加は、ソースからドレインに流れる電子放出電流ｉ_ｅの量に対して非感受性の陰極のベースにおいて、＋３０Ｖの公称電圧Ｖ_Ｃを生じる。従って、電子放出電流ｉ_ｅ及び陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃは、「非結合」であり、独立している。換言すれば、トランジスタ回路は、電子放出電流の大きさと無関係に陰極バイアス電圧を制御する。更に、ソースにおける低入力インピーダンス故に、電子放出電流は、電流センサ２１９を含むトランジスタ回路によってそれほど影響されない。

図２ＡのＨＣＩＧは、図１Ｂに示されている間隔１３２ａ及び１３２ｂなどの不感時間を有しない。従って、図２ＡのＨＣＩＧを用いる全ての圧力測定は、どんな所定の時間でも有効であり、較正される。何らかの理由で、異なる、より最適な電子放出電流が望ましい場合に、マイクロコントローラ（図２Ａには図示せず）は、陰極バイアス電圧に対する著しい影響なしに電子放出電流を変更するために、陰極加熱電源Ｖ_Ｈに相異なるコマンド２０９を簡単に送信することができる。電子放出電流は、陰極電力の関数として、連続的な値域のいずれか１つを有することができ、図１Ａにおけるように、小さな予め選択された値セットへの制限はない。同様に、陰極バイアス電圧は、電子放出電流に影響せずに、トランジスタ２２１のベースに対する制御電圧を変更することによって、容易に素早く変更することができる。

他の実施形態において、トランジスタ回路は、ある離散値だけを伴う陰極バイアス電圧を制御するように構成することができる。しかしながら、トランジスタ回路が、図２Ａのトランジスタ回路におけるように、マイクロコントローラのデジタル分解能によってのみ制限される連続的な値域にわたって陰極バイアス電圧を可変的に制御できるようにすることが好ましい。陰極温度が、電子放出電流における変化と共に相異なる値に上昇又は降下する間でさえ、圧力測定は、引き続き有効である。従って、図２Ａは、ある値から別の値に電子放出電流を変化させている間でさえ、本発明の実施形態が、電離圧力計を用いて圧力を測定するためにどのように使用され得るかを示す。

図２Ｂは、図２Ａに示されている圧力計などの電離圧力計を操作する方法を示す流れ図である。２４１において、陰極２０８は、電子放出電流ｉ_ｅで電子を放出するように加熱される。２４３において、陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃは、トランジスタ回路を介して制御される。図２Ａにおいて、例えば、トランジスタ回路２２０は、トランジスタ２２１及び電流センサ２１９を含む。２４５において、電子放出電流ｉ_ｅは、Ｖ_Ｈを介して制御され、且つ低入力インピーダンスのトランジスタ回路を介して電流測定回路に伝達される。図２Ａにおいて、電流測定回路は、電流センサ２１９を含む。他の実施形態において、電流測定回路は、電子放出電流を測定するように構成される任意の数のコンポーネント又は装置を含むことができる。

図２Ａに示されている回路実装形態は、共通ゲートＭＯＳＦＥＴ増幅器である。しかしながら、他の実装形態が、様々な他の設計状況用のベストプラクティスを提示することが可能である。例示的な代替は、共通ゲートＪＦＥＴ増幅器、共通ベースバイポーラトランジスタ増幅器、及びトランスインピーダンス増幅器を含む。全ての実装形態は、ほぼゼロである入力インピーダンスと、電子放出電流に比例する電圧出力と、を共通に有する。しかしながら、バイポーラトランジスタ実装形態は、それほど好ましくはない。何故なら、幾らかの電子放出電流が、トランジスタベースを通って流れ、電流センサ２１９において説明がつかないからである。例えば、ＦＥＴ実装形態は、この欠点を有せず、従ってバイポーラトランジスタ実装形態より好まれる。

図３Ａは、図２ＡのＦＥＴ２２１の直流バイアスが、可変電圧源３３１によって取り替えられるＨＣＩＧ回路を示す概略図である。可変電圧源３３１は、マイクロコントローラ２３２からゲート制御信号３２７を受信するために、陰極バイアス電圧制御入力部を有する。従って、可変電圧源３３１は、トランジスタ２２１ゲート（制御端子）のバイアス電圧を制御するように、マイクロコントローラ２３２によって制御される。可変電圧源３３１が、図３Ａの実施形態において用いられるのに対して、マイクロコントローラ又は固定電圧源からの直流入力は、他の実施形態において用いることができる。図２Ａにおけるように、ＦＥＴは、ソース基準端子と、電子放出電流に対して非感受性のゲート制御端子との間のオフセット電圧を有し、その結果、陰極バイアス電圧は、ゲート電圧＋オフセットによって正確に設定することができる。また、電子放出電流は、上記の利点に関し、ほぼゼロの入力インピーダンスを体験する。

可変電圧源３３１は、＋１２Ｖまでのダイオード３３５を含むオフセット回路３３４と共同して、ＦＥＴオフセット電圧Ｖ_ＧＳの正確な較正を可能にする。具体的には、陰極２０８の陰極バイアス電圧は、（電源３３１を介して）ＦＥＴ２２１のゲートに印加される電圧＋ＦＥＴのオフセット電圧に等しい。ダイオード３３５は、ＦＥＴトランジスタ２２１のオフセットの検出を容易にするために、トランジスタ回路に電気的に接続される。ダイオード電圧降下は、はっきり定義される。ゼロの陰極加熱電力及びゼロの実際の電子放出電流を用いて、ＦＥＴ２２１へのゲート電圧は、電流が２１９で感知されるまで、徐々に減少させることができる。そのポイントにおいて、ＦＥＴソースゲートオフセットは、（＋１２．０Ｖ−（マイナス）ダイオード電圧）とゲート電圧３３１との間の差である。オフセット電圧は、広範囲なソース（放出）電流にわたって比較的一定である。これは、たとえ＋３０Ｖノードの直接測定がなくても、陰極の底部における電圧を例えば＋３０Ｖに非常に正確に設定できるようにする。＋３０Ｖノードのどんな直接測定も回避することは、この実施形態の有用な特徴である。何故なら、ノード電圧のどんな直接測定も、幾らかの非ゼロの電流を流出させ、それが、電子放出電流測定誤差に帰着する可能性があるからである。図３Ａの実施形態において、ダイオード３３５は、トランジスタ２２１のオフセットを検出するオフセット回路３３４のただ１つのコンポーネントである。しかしながら、他の実施形態において、代替オフセット回路が、トランジスタ２２１のオフセットを検出するように構成される、別々に又は互いに組み合わされた任意の数のコンポーネントを含み得る。

たとえダイオード３３５がなくても、図３ＡのＨＣＩＧを用いる圧力測定は、例えば、約５％内の精度を有し得る。しかしながら、ダイオード３３５を用いてＦＥＴオフセット電圧を較正する利点を利用すれば、理論的な圧力測定精度は、例えば約１％内である。ＦＥＴオフセットの較正に対するダイオードアプローチが、非常にコンパクトで経済的である一方で、較正に対する代替アプローチもまた利用できることに留意されたい。また、それほど好ましくはないが、実際の陰極バイアス電圧が、所望の陰極バイアス電圧−（マイナス）ＦＥＴオフセット電圧にＦＥＴゲート電圧を設定する代わりに、測定されてもよい。この代替アプローチはまた、ＦＥＴの較正なしに、陰極バイアス電圧を非常に正確にすることができる。しかしながら、この代替アプローチにおいて、電子放出電流精度は、陰極バイアス電圧測定回路に流れ込む幾らかの電子放出電流故に、多少減少する可能性がある。

マイクロコントローラ２３２は、電流センサ２１９から電気的に出力され接続される電気入力３２５を介して、電流センサ２１９を通って流れる電流を監視する。具体的には、電子放出電流モニタ入力３２５が、電流センサ２１９の目盛りを読み取るために、マイクロコントローラ２３２によって用いられる。

図３Ａはまた、漏れ電流が、本発明の実施形態を用いて、どのように軽減され得るかを示す。ＨＣＩＧは、典型的には、例えば陰極及び陽極のそれぞれとＨＣＩＧの外部との間で信号を伝達する１つ又は複数の電気フィードスルーを有する。例えば、電子放出電流ｉ_ｅは、１つのかかるフィードスルーピンによって伝達される。これらのピンは、フィードスルー絶縁体によって、圧力計ヘッダハウジング及びグランドへの他の経路から絶縁される。しかしながら、経時的に、導電性コーティングが、フィードスルー絶縁体に形成される可能性があり、それは、漏れ電流用の低インピーダンス経路に帰着する可能性がある。例えば、コーティングは、フィードスルーピンから圧力計ヘッダハウジングへの等価抵抗をテラオーム（ＴΩ）からメガオーム（ＭΩ）に、且つ幾つかの場合には更に小さく低減する可能性があり、低減されたインピーダンスは、漏れ電流が、内部電極とヘッダハウジング又はグランドへの他の経路との間で大きくなれるようにする可能性がある。絶縁体は、様々な物理化学プロセスを通してコーティングすることができる。圧力計の内面からスパッタリングされた材料の見通し線堆積は、導電性コーティングの発現につながる可能性がある。熱プロセス又は電子衝撃プロセスを介した前駆体ガスの分解は、絶縁体に結合し得る、且つまたフィードスルー絶縁体における電流の伝導を可能にし得る副産物を生成する可能性がある。堆積コーティングの導電性はまた、フィードスルーが高温で動作する場合に、コーティングの追加の分解によって増加され得る。陰極の電気フィードスルー絶縁体上の汚染物質は、この表面の分解メカニズムによって導電性になり得る。何故なら、それらは、典型的には、例えば電気フィードスルーの残部より熱くなるからである。陰極フィードスルーは、それらが、白熱陰極にしっかりと接続され、且つヘッダにおける最大の汚染レベルを示すので、通常は一層熱い。

汚染物質が増加するにつれて、汚染物質は、蓄積し、（例えば陰極劣化によって）最終的に圧力計を故障させる可能性がある。汚染物質はまた、漏れ電流の原因であり、それは、無視された場合には、間違いを引き起こす。漏れ電流は、ＨＣＩＧにおいて用いることができる最小の実際的な電子放出電流を制限し、ＨＣＩＧが操作され得る上方圧力を制限する。漏れ電流はまた、下方圧力、即ち、それらの圧力で非常に低いイオン電流を測定する必要によって、ＨＣＩＧを操作できる下方圧力を制限する可能性がある。

図３Ａは、１つのかかる漏れ電流経路を示し、その経路は、電子放出電流経路から幾らかの電流の方向を変える。この電流は、ｉ_ＣＬによって表され、フィードスルー絶縁体汚染物質（Ｒ_ＣＬとして示されている）から生じる抵抗Ｒ_ＣＬを通って流れる。図３Ｂに関連して以下で説明される手順を用いれば、漏れ電流ｉ_ＣＬの影響は、マイクロコントローラ２３２が、実際の電子放出電流ｉ_ｅ ^ｒｅａｌの示度を得ることができるようにキャンセルすることができる。図３Ｃに関連して以下で説明される手順は、図３Ａに示されているような電子放出電流経路に接続する追加電流源である漏れ試験電流源３３７を利用する。図３Ａの実施形態は、便利な電流源として陽極電源３３３を利用する。他の実施形態において、電流は、トランジスタ電流源などの別個の電源によって、又はシステムに既に存在する相異なる電源によって供給されてもよい。

図３Ａにおいて、２つの抵抗器、即ち１ＭΩ抵抗器及び１０ＭΩ抵抗器が、陽極電源３３３に並列に電気的に接続され、漏れ試験電流源３３７を形成する。従って、漏れ試験電流源３３７は、陽極バイアス電源に結合された抵抗を含む。今度は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２２１は、たとえ電子放出電流がゼロに設定されても、トランジスタ２２１を通る電流フローを可能にするために、漏れ試験電流源３３７に電気的に接続される。電流は、漏れ電流範囲選択スイッチＳ_ｓのポジションに依存して、１０ＭΩ抵抗器だけか又は１０ＭΩ及び１ＭΩ抵抗器を並列に通って電子放出電流経路に流れることができるようにされ、漏れ電流範囲選択スイッチＳ_ｓは、電気的に接続された漏れ電流範囲セレクタ信号３２９を介して、マイクロコントローラ２３２によって制御される。スイッチＳ_ｓは、以下で更に説明されるように、漏れ電流レベルｉ_ＣＬに従って、漏れ試験電流源３３７の電流範囲を切り替えるように構成される。スイッチＳ_ｓは、より広い範囲の漏れ抵抗にわたって、漏れ電流のより正確なキャンセルを可能にする。しかしながら、他の実施形態において、漏れ抵抗Ｒ_ＣＬの適度な範囲にわたる適度に正確なキャンセルが、１０ＭΩ抵抗器又は相異なる抵抗器だけを用いて実行され得る。漏れ試験電流源３３７の使用は、図３Ｃに関連して以下で説明される。

図３Ｂは、図３Ａからの実施形態のＨＣＩＧの概略図である。図３Ａにおけるマイクロコントローラ２３２は、図３Ｂに示されていない。しかしながら、マイクロコントローラ２３２への／からの様々な信号が、図３Ｂに示されている。図３ＡのＨＣＩＧにおける特徴に対応する、図３Ｂにおける概略図のセクションは、同じ参考番号でラベル付けされる。

図３Ｂにおける漏れ電流源３３７は、図３Ａに示されているような１つの１０ＭΩ抵抗器を示す。図３ＡのスイッチＳ_Ｓは、この概略図では実現されない。図３Ｂの右上に示されているように、フィラメント２０８用の陰極バイアス電圧は、ＦＥＴ陰極への接続によって供給される。

可変ゲート電圧コントローラ３３１は、図３Ａに示されているマイクロコントローラ２３２から制御信号３２７を受信する。コントローラ３３１における演算増幅器（オペアンプ）Ｕ１の出力は、トランジスタＱ２のベースを駆動する。Ｕ１の非反転入力は、ＦＥＴゲート制御電圧の適切な設定を保証する帰還電圧である。次に、オペアンプＵ１の出力は、ＦＥＴ２２１のゲートに印加される前に、１０Ｖ〜５０Ｖをカバーし得る範囲に増加される。

電流センサ２１９において、オペアンプＵ２は、電子放出電流を感知し、且つ入力電圧をバッファし、出力３２５は、マイクロコントローラ２３２に接続される。抵抗器Ｒ１は、相異なる電流範囲用に用いられる切り替え可能な電流センス抵抗器である。

図３Ａに示されている任意選択のダイオード３３５は、図３ＢにおけるＣＲ１である。ＦＥＴソース電圧は、ゲート電圧より高い公称１．５Ｖであるが、この値は、コンポーネントの許容誤差によって変わる可能性がある。電流センサ２１９における電流を読み取る間に（実際の電子放出電流がない間に）設定ゲート電圧を調整すること、及び電子放出電流が流れ始めるまで、ゲート電圧をゆっくり減少させることによって、オフセットは、より正確に知ることができ、陰極バイアス電圧は、より正確に設定することができる。

図３Ｃは、図３Ａに示されているＨＣＩＧにおける漏れ電流の影響を測定しキャンセルするために用いることができる例示的な手順を示す流れ図である。３５１において、陰極加熱電力は、陰極加熱電力制御２０９を介してゼロに設定される。この条件下において、放出は、陰極２０８から発生することができない。３５３において、陽極電圧Ｖ_Ａは、正常な動作値（例えば＋１８０Ｖ）に設定される。３５５において、陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃは、正常な動作値（例えば＋３０Ｖ）に設定される。３５７において、電流センサ２１９を通って流れる較正電流ｉ_ｃａｌが、測定され、且つマイクロコントローラ２３２によって記録される。陽極とＦＥＴ電源との間の抵抗がＲ_ｓであることに留意されたい。スイッチＳ_Ｓが開いている場合に、Ｒ_ｓ＝１０ＭΩである。この場合に、電流センサにおいて測定される全ての電流ｉ_ｃａｌは、電流源３３７の１０ＭΩ抵抗器を通過する。１０ＭΩ抵抗器からの電流の幾らかの部分が、漏れ抵抗器Ｒ_ＣＬを通って流れ、一方で残りは、ＭＯＳＦＥＴ２２１及び電流センサ２１９を通って下に流れる。この較正方法に関し、これらの２つの経路を通って流れる部分電流を知ることは必要ではない。漏れ電流は、Ｒ_ｓを通る電流とｉ_ｃａｌとして感知される電流との間の差として、又はｉ_ＣＬ＝［（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｃ）／Ｒ_Ｓ］−ｉ_ｃａｌとして計算することができ、漏れ抵抗は、Ｒ_ＣＬ＝Ｖ_Ｃ／ｉ_ＣＬによって計算することができる。

引き続き図３Ｃを参照すると、３５９において、陰極加熱電源Ｖ_Ｈは、その正常な動作値でオンにされる。次に、陰極２０８からの放出が発生し、ＨＣＩＧの正常動作が始まる。３６１において、電流センサ２１９を通って流れる電流ｉ_ｅ ^ｍｅａｓが測定され、マイクロコントローラ２３２によって記録される。陰極バイアス電圧Ｖ_Ｃは、較正電流ｉ_ｃａｌが測定された場合と同じなので、漏れ経路を通る電流は、ｉ_ＣＬ＝３０Ｖ／Ｒ_ＣＬのままである。どんな実際の電子放出電流も、ｉ_ｅ ^ｍｅａｓの測定用にＦＥＴ２２１及び電流センサ２１９を通って完全に下に流れる。３６３において、マイクロコントローラ２３２は、ｉ_ｃａｌが、Ｒ_Ｓを通るフローを含むので、実際の電子放出電流ｉ_ｅ ^ｒｅａｌ＝ｉ_ｅ ^ｍｅａｓ−ｉ_ｃａｌを決定する。従って、マイクロコントローラ２３２は、加熱された陰極で測定された電子放出電流と非加熱の陰極で測定された電子放出電流との間の差を計算し、こうして差は、漏れ電流に関する電離圧力計の較正に用いられる。即ち、電子放出電流ｉ_ｅの測定から漏れ電流ｉ_ＣＬの影響を取り除く。従って、実際の電子放出電流ｉ_ｅ ^ｒｅａｌは、漏れ電流の影響を除去している。

更に、電離圧力計によって測定される圧力は、改善された精度で計算し報告することができる。何故なら、測定される圧力もまた、漏れ電流の影響を除去しているからである。図３Ｃに更に示されているように、３６５において、電離電流ｉ_ｉが測定される。３６７において、実際の電子放出電流ｉ_ｅ ^ｒｅａｌが、次のようにＰ＝(１/Ｓ)(ｉ_ｉ/ｉ_ｅ ^ｒｅａｌ)として用いられることを除いて、圧力は、上記で説明された圧力Ｐ用の式に従って、マイクロコントローラ２３２によって計算される。従って、例えば図３Ａ〜３Ｃの実施形態の機器及び方法をそれぞれ用いて、ＨＣＩＧは、漏れ電流の影響に関して試験することができる。これは、圧力計の正常な使用環境において、真空下の圧力計でさえ現場で行うことができる。漏れ電流は、ｉ_ｃａｌを測定することによって試験され、ｉ_ｃａｌは、漏れ電流を反映する。次に、上記のように、漏れ電流は、例えば、マイクロコントローラ２３２内のその影響を差し引くことによって応答され得、従って圧力測定精度を向上させることができる。

好ましくは、１０ＭΩ抵抗器又は並列抵抗器の両方を通る合計電流は、漏れ電流ｉ_ＣＬよりわずかに大きい。その場合に、ｉ_ｃａｌはゼロに近く、ｉ_ｅ ^ｍｅａｓ>>ｉ_ｃａｌであり、減算操作ではより小さな誤差が蓄積する。スイッチＳ_ｓは、２つの相異なる漏れキャンセル電流の１つが選択され得るようにする。Ｓ_ｓは、典型的には開いているが、しかしそれは、例えば漏れ電流ｉ_ＣＬが、Ｖ_Ｃ／１０ＭΩを超える場合に、閉じることができる。従って、スイッチＳ_Ｓは、漏れ電流のレベルに従って、漏れ試験電流源の電流範囲を切り替えるように構成される。

正確な漏れ電流キャンセルが、様々な修正を伴い、図３Ａにおける回路と類似の回路を用いて、他の多くの方法で実行され得ることを理解されたい。例えば、可変且つプログラム可能な漏れ電流源が、電流源３３７の代わりに使用され得る。例えば、かかるプログラム可能な漏れ電流源は、それが、電流センサにおいて測定される、ゼロを超える最小の解像可能な電流レベルに達するまで、調整することができる。この場合に、電流センサ２１９における電流測定は、実際の電子放出電流になる。また、幾つかの実施形態において、陰極加熱電力は、ｉ_ｃａｌの測定中にオフにされる必要はない。例えば、陽極電圧Ｖ_Ａは、陰極を冷却する必要なしに、電子放出電流をゼロにするために一時的にオフにすることができる。これらの実施形態は、ＨＣＩＧの動作の中断をより少なくして、ｉ_ｃａｌの測定が、非常に素早く実行され得るという利点を有する。

図３Ａ及び３Ｃに関連して説明したような漏れ電流用の較正に加えて、漏れ電流に関してＨＣＩＧを較正するために用いることができる多くの代替装置及び方法が存在する。様々な代替装置及び方法が、２０１５年７月９日出願で、代理人整理番号５０８９．３００３−０００の「電離圧力計におけるフィードスルー漏れ電流検出及び除染用の装置及び方法（Ｄｅｖｉｃｅｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｆｅｅｄｔｈｒｏｕｇｈ Ｌｅａｋａｇｅ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｎｄ Ｄｅｃｏｎｔａｍｉｎａｔｉｏｎ ｉｎ Ｉｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｇａｕｇｅｓ）」なる名称の米国仮特許出願第１４／７９５，７０６号明細書に説明されており、その特許出願は、発明者Ｓｔｅｐｈｅｎ Ｃ．Ｂｌｏｕｃｈ，Ｐａｕｌ Ｃ．Ａｒｎｏｌｄ，Ｇｅｒａｒｄｏ Ａ． Ｂｒｕｃｋｅｒ，Ｗｅｓｌｅｙ Ｊ．Ｇｒａｂａ，ａｎｄ Ｄｏｕｇｌａｓ Ｃ．Ｈａｎｓｅｎを列挙している。前述の出願及び任意の他の特許、公開出願、及び本明細書で引用された参照文献の教示は、それらの全体において参照により援用される。

本発明の例示的な実施形態に関連して本発明を特に図示し説明したが、形態及び詳細における様々な変更が、添付の特許請求の範囲によって包含される本発明の範囲から逸脱せずに、形態及び詳細において行われ得ることが、当業者によって理解されよう。例えば、トランジスタ回路の単一トランジスタは、より複雑なトランジスタ回路と取り替えることが可能である。

Claims (22)

1. 電子放出電流で電子を放出するために加熱されるように構成された陰極と、
   低入力インピーダンスで前記電子放出電流を伝達するように、且つ前記陰極の陰極バイアス電圧を制御するように構成されたトランジスタ回路と、
   を含む電離圧力計。
2. 前記低入力インピーダンスが、ほぼゼロである、請求項１に記載の電離圧力計。
3. 前記トランジスタ回路が、前記電子放出電流の大きさと無関係に陰極バイアス電圧を制御する、請求項１又は２に記載の電離圧力計。
4. 前記陰極を可変的に加熱する可変加熱電源を更に含む、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電離圧力計。
5. 前記トランジスタ回路が、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であって、そのソースを通して前記電子放出電流を伝達する、且つ印加されたゲート電圧で陰極バイアス電圧を制御する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載の電離圧力計。
6. 陰極バイアス電圧が、前記ＦＥＴのゲートに印加される電圧＋前記ＦＥＴのオフセット電圧と等しい、請求項５に記載の電離圧力計。
7. 前記ＦＥＴのゲートが、陰極バイアス電圧を可変的に制御するために、可変電圧源に電気的に接続される、請求項５又は６に記載の電離圧力計。
8. 前記トランジスタ回路におけるトランジスタのオフセットを検出する回路を更に含む、請求項１〜７のいずれか一項に記載の電離圧力計。
9. 前記トランジスタの前記オフセットを検出する前記回路が、前記トランジスタ回路に電気的に接続されたダイオードを含む、請求項８に記載の電離圧力計。
10. 前記トランジスタ回路が、前記トランジスタ回路におけるトランジスタを通る前記電子放出電流を測定する電流センサを含む、請求項１〜９のいずれか一項に記載の電離圧力計。
11. 電離圧力計を操作する方法であって、
    電子放出電流で電子を放出するために陰極を加熱することと、
    トランジスタ回路を介して前記陰極のバイアス電圧を制御することと、
    低入力インピーダンスの前記トランジスタ回路を介して、前記電子放出電流を伝達することと、
    を含む方法。
12. 前記低入力インピーダンスが、ほぼゼロである、請求項１１に記載の方法。
13. 陰極バイアス電圧が、前記電子放出電流の大きさと無関係に制御される、請求項１１又は１２に記載の方法。
14. 前記陰極の加熱が、可変電子放出電流で前記電子を放出するために、可変的に加熱することを含む、請求項１１〜１３のいずれか一項に記載の方法。
15. 前記トランジスタ回路が、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であって、そのソースを通して前記電子放出電流を伝達する、且つ印加されたゲート電圧で陰極バイアス電圧を制御する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含む、請求項１１〜１４のいずれか一項に記載の方法。
16. 陰極バイアス電圧が、前記ＦＥＴのゲートに印加される電圧＋前記ＦＥＴのオフセット電圧と等しい、請求項１５に記載の方法。
17. 陰極バイアス電圧の制御が、前記ＦＥＴのゲートに対して可変電圧源を働かせることを含む、請求項１５又は１６に記載の方法。
18. 前記トランジスタ回路におけるトランジスタのオフセットを検出することによって、前記トランジスタ回路を較正することを更に含む、請求項１１〜１７のいずれか一項に記載の方法。
19. 前記トランジスタの前記オフセットの検出が、ダイオードを用いることを含む、請求項１８に記載の方法。
20. 前記トランジスタ回路におけるトランジスタを通る前記電子放出電流を測定するために、電流センサを用いることを更に含む、請求項１１〜１９のいずれか一項に記載の方法。
21. 圧力測定における不感時間なしに、ある値から別の値に前記電子放出電流を変更することを更に含む、請求項１１〜２０のいずれか一項に記載の方法。
22. 電子放出電流で電子を放出するために陰極を加熱するための手段と、
    トランジスタ回路を介して前記陰極の陰極バイアス電圧を制御するための手段と、
    低入力インピーダンスの前記トランジスタ回路を介して前記電子放出電流を伝達するための手段と、
    を含む電離圧力計。

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