JP2019054355A - フィルタおよびフロントエンド回路 - Google Patents

Abstract

【課題】フィルタ特性を向上させること。【解決手段】入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に直列に接続され、第１反共振周波数を有する第１直列共振器Ｓ１と、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続され、前記第１反共振周波数より高く前記第１反共振周波数との間に第１抑圧帯域を形成する第１共振周波数を有する第１並列共振器Ｐ２と、前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続され、前記第１共振周波数より高く前記第１共振周波数との間に第１通過帯域を形成する第２反共振周波数を有する第２直列共振器Ｓ２と、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続され、前記第２反共振周波数より高く前記第２反共振周波数との間に第２抑圧帯域を形成する第２共振周波数を有する第２並列共振器Ｐ６と、を備えるフィルタ。【選択図】図６

Description

本発明は、フィルタおよびフロントエンド回路に関し、例えば２つの抑圧帯域の間に通過帯域を有するフィルタおよびフロントエンド回路に関する。

携帯電話端末等の移動体通信端末に用いられるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band Pass filter）にはラダー型フィルタが用いられている。共振器を用いたバンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ：Band Elimination Filter）またはバンドリジェクションフィルタ（ＢＲＦ：Band Rejection Filter）が知られている（例えば特許文献１から３）。ダイバーシティおよびキャリアアグリゲーションの両通信方式に対応可能な高周波モジュールが知られている（例えば特許文献４）。

米国特許第７９１５９７８号明細書 国際公開第２０１６／１２５５１５号 米国特許第６７１０６７７号明細書 特開２０１５−２３９５号公報

特許文献１には、ハイバンドノッチ共振器とローバンドノッチ共振器を組み合わせることにより通過帯域を形成することが記載されている。しかしながら、フィルタ特性の良好な構成については検討されていない。

本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、フィルタ特性を向上させることを目的とする。

本発明は、入力端子と出力端子との間に直列に接続され、第１反共振周波数を有する第１直列共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続され、前記第１反共振周波数より高く前記第１反共振周波数との間に第１抑圧帯域を形成する第１共振周波数を有する第１並列共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続され、前記第１共振周波数より高く前記第１共振周波数との間に第１通過帯域を形成する第２反共振周波数を有する第２直列共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続され、前記第２反共振周波数より高く前記第２反共振周波数との間に第２抑圧帯域を形成する第２共振周波数を有する第２並列共振器と、を備えるフィルタである。

上記構成において、前記第１直列共振器は、前記入力端子と前記出力端子との間において前記第２直列共振器と並列に接続されている構成とすることができる。

上記構成において、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続され、前記第１反共振周波数より高く前記第１共振周波数より低い第３共振周波数を有する第３並列共振器を備える構成とすることができる。

上記構成において、前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続され、前記第２反共振周波数より高く前記第２共振周波数より低い第４共振周波数を有する第４並列共振器を備える構成とすることができる。

上記構成において、前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続され、前記第１通過帯域を含み、前記第１抑圧帯域の低周波数側および／または前記第２抑圧帯域の高周波数側に第２通過帯域を形成する第３通過帯域を有するバンドパスフィルタを備える構成とすることができる。

上記構成において、前記第１直列共振器、前記第１並列共振器、前記第２直列共振器および前記第２並列共振器は弾性波共振器である構成とすることができる。

上記構成において、前記第１通過帯域は、第１通信規格の第１受信帯域と前記第１受信帯域より高い第２通信規格の第２受信帯域とを含む構成とすることができる。

上記構成において、前記第１抑圧帯域は前記第１通信規格の第１送信帯域を含み、前記第２抑圧帯域は前記第２通信規格の第２送信帯域を含む構成とすることができる。

本発明は、上記フィルタを含むフロントエンド回路である。

本発明によれば、フィルタ特性を向上させることができる。

図１は、比較例１に係るフロントエンド回路のブロック図である。 図２は、比較例２に係るフロントエンド回路のブロック図である。 図３は、実施例１に係るフロントエンド回路のブロック図である。 図４は、実施例２に係るフィルタの回路図である。 図５は、実施例２における各共振器の共振周波数および反共振周波数を示す図である。 図６（ａ）は、実施例２におけるＳ１、Ｓ２、Ｐ２およびＰ６を抜き出した回路図、図６（ｂ）は、実施例２におけるＳ１、Ｓ２、Ｐ２およびＰ６の共振周波数および反共振周波数を示す図である。 図７（ａ）は、比較例３におけるＳ１、Ｓ２、Ｐ２およびＰ６を抜き出した回路図、図７（ｂ）は、比較例３におけるＳ１、Ｓ２、Ｐ２およびＰ６の共振周波数および反共振周波数を示す図である。 図８は、実施例２および比較例３における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。 図９（ａ）は、実施例２のフィルタに用いられる弾性表共振器を示す平面図、図９（ｂ）は、弾性波共振器の別の例を示す断面図である。 図１０（ａ）および図１０（ｂ）は、弾性波共振器をそれぞれ直列共振器および並列共振器として用いた通過特性を示す図である。 図１１（ａ）および図１１（ｂ）は、サンプルＡおよびＢの回路図である。 図１２は、サンプルＡおよびＢの通過特性を示す図である。

［比較例１のフロントエンド回路］
フロントエンド回路として、第４世代の携帯電話端末におけるダイバーシティアンテナ用の受信回路を例に説明する。図１は、比較例１に係るフロントエンド回路のブロック図である。図１に示すように、フロントエンド回路１１０は、アンテナ端子１１、ＨＢ（ハイバンド）フィルタ１２ａ、ＭＢ（ミドルバンド）フィルタ１２ｂ、ＬＢ（ローバンド）フィルタ１２ｃ、スイッチ１３、１５、１７、フィルタ１４、１８、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）１６およびＲＦＩＣ（Radio Frequency Integrated Circuit）２０を備えている。ＨＢ、ＭＢおよびＬＢは、例えばそれぞれ２３００ＭＨｚから２６９０ＭＨｚの帯域、１７１０ＭＨｚから２１７０ＭＨｚの帯域および６９９ＭＨｚから９６０ＭＨｚの帯域を含む。

アンテナ端子１１にはアンテナ１０が接続される。アンテナ１０は、例えばダイバーシティアンテナである。ＨＢフィルタ１２ａは、ハイパスフィルタであり、アンテナ端子１１に入力した信号のうちＨＢの信号を通過させ、ＭＢおよびＬＢの信号を抑圧する。ＭＢフィルタ１２ｂは、バンドパスフィルタであり、アンテナ端子１１に入力した信号のうちＭＢの信号を通過させ、ＨＢおよびＬＢの信号を抑圧する。ＬＢフィルタ１２ｃは、ローパスフィルタであり、アンテナ端子１１に入力した信号のうちＬＢの信号を通過させ、ＨＢおよびＭＢの信号を抑圧する。

フィルタ１４および１８は、バンドパスフィルタであり、例えばＬＴＥ規格（Ｅ−ＵＴＲＡ Operating Band）に対応する周波数帯（バンド）ごとに設けられている。フィルタ１４および１８は、各バンドの受信帯域の信号を通過させ、他の信号を抑圧する。ＨＢ、ＭＢおよびＬＢとして各々３つのバンドに対応するフィルタ１４および１８が接続されている。ＬＮＡ１６は、高周波信号を増幅する。スイッチ１３、１５および１７は、受信したバンドに対応するフィルタ１４および１８を接続する。ＲＦＩＣ２０は、受信した高周波信号を処理する。

第４世代の携帯電話端末では、キャリアアグリゲーションに対応するため、ダイバーシティ受信回路においてもキャリアアグリゲーションに対応している。２つのバンドを用いキャリアアグリゲーションを行う場合、スイッチ１３、１５および１７は対応するフィルタ１４および１８を選択する。これにより、２つのバンドの受信信号を同時に受信できる。

キャリアアグリゲーションでは、２つのバンドの送信信号を同時に送信する。送信された信号がフロントエンド回路１１０に妨害を与える。このため、フィルタ１４は、送信帯域の信号を抑圧する。比較例１では、スイッチ１３および１５により、同時に受信するバンドのフィルタ１４のみがアンテナ１０に接続される。このため、フィルタ１４および１８において送信帯域の抑圧を向上させることができる。しかしながら、スイッチ１３、１５および１７を設けると、挿入損失および歪が増大する。

［比較例２のフロントエンド回路］
図２は、比較例２に係るフロントエンド回路のブロック図である。図２に示すように、フロントエンド回路１１２では、スイッチ１３、１５および１８が設けられていない。ＨＢ、ＭＢおよびＬＢの各々内でフィルタ１４は並列にスイッチを介さず接続されている。ＨＢ、ＭＢおよびＬＢの各々内でフィルタ１８は並列にスイッチを介さず接続されている。その他の構成は比較例１と同じであり説明を省略する。

比較例２では、スイッチ１３、１５および１７を設けないため挿入損失および歪を小さくできる。しかしながら、各ＨＢ、ＭＢおよびＬＢ内でフィルタ１４が並列に接続されているため、送信帯域における抑圧度が小さくなってしまう。

図３は、実施例１に係るフロントエンド回路のブロック図である。図３に示すように、フロントエンド回路１００では、フィルタ１４としてＢＲＦが用いられている。ＨＢフィルタ１２ａおよびＬＢフィルタ１２ｃとしてバンドパスフィルタを用いている。その他の構成は比較例２と同じであり説明を省略する。

実施例１では、フィルタ１４をＢＲＦとすることで、送信帯域における抑圧度を向上できる。

実施例２は、実施例１において用いられるＢＲＦの例であり、ＬＢにおけるＬＴＥ規格バンドＢ１２、バンドＢ１３およびバンドＢ５用のフィルタの例である。バンドＢ１２の送信帯域および受信帯域は、それぞれ６９９ＭＨｚから７１６ＭＨｚおよび７２９ＭＨｚから７４６ＭＨｚである。バンドＢ１３の送信帯域および受信帯域は、それぞれ７７７ＭＨｚから７８７ＭＨｚおよび７４６ＭＨｚから７５６ＭＨｚである。バンドＢ５の送信帯域および受信帯域は、それぞれ８２４ＭＨｚから８４９ＭＨｚおよび８６９ＭＨｚから８９４ＭＨｚである。

図４は、実施例２に係るフィルタの回路図である。図４に示すように、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間にフィルタ１４ａおよび１４ｂが並列に接続されている。入力端子Ｔｉｎおよび出力端子Ｔｏｕｔは、例えば実施例１のそれぞれＬＢフィルタ１２ｃおよびＬＮＡ１６に接続される。

フィルタ１４ａは、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に直列に接続された直列共振器Ｓ１と並列に接続された並列共振器Ｐ１およびＰ２とを有する。直列共振器Ｓ１と並列共振器Ｐ１およびＰ２とはπ型に接続されている。フィルタ１４ｂは、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に直列に接続された直列共振器Ｓ２と並列に接続された並列共振器Ｐ３からＰ６を有する。直列共振器Ｓ２と並列共振器Ｐ３およびＰ６とはπ型に接続されている。

図５は、実施例２における各共振器の共振周波数および反共振周波数を示す図である。図５は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間の通過特性Ｓ２１の概念図である。バンドＢ５、Ｂ１２およびＢ１３の送信帯域Ｔｘおよび受信帯域Ｒｘを破線で示している。Ｓ１（ｆａ）およびＳ２（ｆａ）は、直列共振器Ｓ１およびＳ２の反共振周波数を示し、Ｐ１（ｆｒ）からＰ６（ｆｒ）は、並列共振器Ｐ１からＰ６の共振周波数を示している。

図６（ａ）は、実施例２におけるＳ１、Ｓ２、Ｐ２およびＰ６を抜き出した回路図、図６（ｂ）は、実施例２におけるＳ１、Ｓ２、Ｐ２およびＰ６の共振周波数および反共振周波数を示す図である。図６（ａ）に示すように、フィルタ１４ａは、直列共振器Ｓ１および並列共振器Ｐ２を有している。フィルタ１４ｂは直列共振器Ｓ２および並列共振器Ｐ６を有している。

図６（ｂ）は、直列共振器Ｓ１およびＳ２並びに並列共振器Ｐ２およびＰ６における入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間の通過特性Ｓ２１の概念図である。図６（ｂ）中の矢印は、各共振器の共振周波数（ｆｒ）および反共振周波数（ｆａ）を示している。フィルタ１４ａおよび１４ｂはＢＥＦである。並列共振器Ｐ２の共振周波数Ｐ２（ｆｒ）は、直列共振器Ｓ１の反共振周波数Ｓ１（ｆａ）より高い。Ｓ１（ｆａ）とＰ２（ｆｒ）とで抑圧帯域５０を形成する。直列共振器Ｓ１の共振周波数Ｓ１（ｆｒ）は抑圧帯域５０の低周波側に通過帯域を形成する。並列共振器Ｐ６の共振周波数Ｐ６（ｆｒ）は、直列共振器Ｓ２の反共振周波数Ｓ２（ｆａ）より高い。Ｓ２（ｆａ）とＰ６（ｆｒ）とで抑圧帯域５２を形成する。並列共振器Ｓ６の反共振周波数Ｐ６（ｆａ）は抑圧帯域５２の高周波側に通過帯域を形成する。直列共振器Ｓ２の反共振周波数Ｓ２（ｆａ）は並列共振器Ｐ２の共振周波数Ｐ２（ｆｒ）および反共振周波数Ｐ２（ｆａ）より高い。これにより、抑圧帯域５０と５２との間に反共振周波数Ｐ２（ｆａ）と共振周波数Ｓ２（ｆｒ）により通過帯域５４が形成される。

図５に示すように、抑圧帯域５０内に並列共振器Ｐ１の共振周波数Ｐ１（ｆｒ）が設けられている。抑圧帯域５２内に並列共振器Ｐ３からＰ５の共振周波数Ｐ３（ｆｒ）からＰ５（ｆｒ）が設けられている。並列共振器Ｐ１およびＰ３からＰ５の共振周波数Ｐ１（ｆｒ）およびＰ３（ｆｒ）からＰ５（ｆｒ）により形成される減衰極により、抑圧帯域５０および５２の抑圧度が向上している。抑圧帯域５０は、バンドＢ１２の送信帯域を含み、抑圧帯域５２はバンドＢ１３およびＢ５の送信帯域を含む。通過帯域５４はバンドＢ１２およびＢ１３の受信帯域を含む。バンドＢ１２およびＢ１３の受信帯域は連続しているため１つの通過帯域５４で対応できる。フィルタ１４ａおよび１４ｂはそれぞれ抑圧帯域５０および５２を有するＢＲＦ（またはＢＥＦ）である。

実施例２と比較例３の通過特性をシミュレーションした。比較例３の回路構成は図４と同じであるが、フィルタ１４ａおよび１４ｂはバンドパスフィルタである。

図７（ａ）は、比較例３におけるＳ１、Ｓ２、Ｐ２およびＰ６を抜き出した回路図、図７（ｂ）は、比較例３におけるＳ１、Ｓ２、Ｐ２およびＰ６の共振周波数および反共振周波数を示す図である。図７（ａ）に示すように、フィルタ１４ａは、直列共振器Ｓ１および並列共振器Ｐ２を有している。フィルタ１４ｂは直列共振器Ｓ２および並列共振器Ｐ６を有している。

図７（ｂ）は、直列共振器Ｓ１およびＳ２並びに並列共振器Ｐ２およびＰ６における入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間の通過特性Ｓ２１の概念図である。図７（ｂ）に示すように、フィルタ１４ａの並列共振器Ｐ２の反共振周波数Ｐ２（ｆａ）と直列共振器Ｓ１の共振周波数Ｓ１（ｆｒ）により通過帯域５８が形成される。並列共振器Ｐ２の共振周波数Ｐ２（ｆｒ）と直列共振器Ｓ１の反共振周波数Ｓ１（ｆａ）は通過帯域５８の外側に減衰極を形成する。フィルタ１４ｂの並列共振器Ｐ６の反共振周波数Ｐ６（ｆａ）と直列共振器Ｓ２の共振周波数Ｓ２（ｆｒ）により通過帯域５９が形成される。並列共振器Ｐ６の共振周波数Ｐ６（ｆｒ）と直列共振器Ｓ２の反共振周波数Ｓ２（ｆａ）は通過帯域５９の外側に減衰極を形成する。

実施例２では、ＬＢフィルタ１２ｃとしてＬＣ素子（キャパシタおよびインダクタ）と弾性表面波共振器を用いたラダー型フィルタを用いた。ＬＢフィルタ１２ｃはＢＰＦであり通過帯域は７２９ＭＨｚ〜７９４ＭＨｚである。比較例３では、ＬＢフィルタ１２ｃとしてＬＣ素子を用いたフィルタを用いた。ＬＢフィルタ１２ｃはＬＰＦであり通過帯域は０ＭＨｚ〜９００ＭＨｚである。実施例２および比較例３のフィルタ１４ａおよび１４ｂの各共振器は弾性表面波共振器とした。

図８は、実施例２および比較例３における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図８に示すように、バンドＢ１２およびＢ１３の送信帯域において、実施例２は比較例３より抑圧度が大きい。

図９（ａ）は、実施例２のフィルタに用いられる弾性表共振器を示す平面図、図９（ｂ）は、弾性波共振器の別の例を示す断面図である。図９（ａ）および図９（ｂ）は、それぞれ弾性波共振器が弾性表面波共振器および圧電薄膜共振器の例である。

図９（ａ）に示すように、基板４０上にＩＤＴ（Interdigital Transducer）４１と反射器４２が形成されている。ＩＤＴ４１は、互いに対向する１対の櫛型電極４１ａを有する。櫛型電極４１ａは、複数の電極指４１ｂと複数の電極指４１ｂを接続するバスバー４１ｃとを有する。反射器４２は、ＩＤＴ４１の両側に設けられている。ＩＤＴ４１が基板４０に弾性表面波を励振する。基板４０は、例えばタンタル酸リチウム基板またはニオブ酸リチウム基板等の圧電基板である。ＩＤＴ４１および反射器４２は例えばアルミニウム膜または銅膜により形成される。基板４０は、サファイア基板、アルミナ基板、スピネル基板、水晶基板またはシリコン基板等の支持基板に接合されていてもよい。ＩＤＴ４１および反射器４２を覆う保護膜または温度補償膜が設けられていてもよい。

図９（ｂ）に示すように、基板４０上に圧電膜４６が設けられている。圧電膜４６を挟むように下部電極４４および上部電極４８が設けられている。下部電極４４と基板４０との間に空隙４５が形成されている。下部電極４４および上部電極４８は圧電膜４６内に、厚み縦振動モードの弾性波を励振する。下部電極４４および上部電極４８は例えばルテニウム膜等の金属膜である。圧電膜４６は例えば窒化アルミニウム膜である。基板４０は例えばシリコン基板もしくは砒化ガリウム等の半導体基板、またはサファイア基板、アルミナ基板、スピネル基板またはガラス基板等の絶縁基板である。

図１０（ａ）および図１０（ｂ）は、弾性波共振器をそれぞれ直列共振器および並列共振器として用いた通過特性を示す図である。図１０（ａ）に示すように、直列共振器では、反共振周波数Ｓ（ｆａ）が減衰極になる。反共振周波数Ｓ（ｆａ）の低周波数側をみると、反共振周波数Ｓ（ｆａ）から共振周波数Ｓ（ｆｒ）の間では減衰量が急激に小さくなる。共振周波数Ｓ（ｆｒ）およびその低周波数側にでは減衰量が小さく通過帯域となる。反共振周波数Ｓ（ｆａ）の高周波数側をみると、反共振周波数Ｓ（ｆａ）の低周波数側に比べ、減衰量の減少は緩やかである。このため、反共振周波数Ｓ（ｆａ）の高周波数側は抑圧帯域となる。

図１０（ｂ）に示すように、並列共振器では、共振周波数Ｐ（ｆｒ）が減衰極になる。共振周波数Ｐ（ｆｒ）の高周波数側をみると、共振周波数Ｐ（ｆｒ）から反共振周波数Ｐ（ｆａ）の間では減衰量が急激に小さくなる。反共振周波数Ｐ（ｆａ）およびその高周波数側では減衰量が小さく通過帯域となる。共振周波数Ｐ（ｆｒ）の低周波数側では、共振周波数Ｐ（ｆｒ）の高周波数側に比べ、減衰量の減少は緩やかである。このため、共振周波数Ｐ（ｆｒ）の低周波数側は抑圧帯域となる。

そこで、図６（ｂ）のように、並列共振器Ｐ２（第１並列共振器）の共振周波数Ｐ２（ｆｒ）（第１共振周波数）を、直列共振器Ｓ１の反共振周波数Ｓ１（ｆａ）より高く反共振周波数Ｓ１（ｆａ）との間に抑圧帯域５０（第１抑圧帯域）を形成するように設ける。直列共振器Ｓ２の反共振周波数Ｓ２（ｆａ）（第２反共振周波数）を共振周波数Ｐ２（ｆｒ）より高く、共振周波数Ｐ２（ｆｒ）との間に通過帯域５４（第１通過帯域）を形成するように設ける。並列共振器Ｐ６（第２並列共振器）の共振周波数Ｐ６（ｆｒ）（第２共振周波数）を、反共振周波数Ｓ２（ｆａ）より高く反共振周波数Ｓ２（ｆａ）との間に抑圧帯域５２（第２抑圧帯域）を形成するように設ける。

このように、抑圧帯域５０および５２の低周波数側の肩をそれぞれ主に直列共振器Ｓ１およびＳ２の反共振周波数で形成し、抑圧帯域５０および５２の高周波数側の肩をそれぞれ主に並列共振器Ｐ１およびＰ２の共振周波数で形成する。これにより、抑圧帯域５０および５２の抑圧特性が向上し、抑圧帯域５０と５２との間の通過帯域５４の通過特性を向上できる。このようにフィルタ特性を向上できる。

入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間において直列共振器Ｓ１とＳ２とは並列に接続されている。これにより、通過帯域の通過特性が向上する。直列共振器Ｓ１とＳ２とは直列に接続されていてもよい。

図５のように、並列共振器Ｐ１の共振周波数Ｐ１（ｆｒ）は、直列共振器Ｓ１の反共振周波数Ｓ１（ｆａ）より高く並列共振器Ｐ２の共振周波数Ｐ２（ｆｒ）より低い。これにより、抑圧帯域５０の抑圧特性を向上できる。並列共振器Ｐ３からＰ５の共振周波数Ｐ３（ｆｒ）からＰ５（ｆｒ）は直列共振器Ｓ２の反共振周波数Ｓ２（ｆａ）より高く並列共振器Ｐ６の共振周波数Ｐ６（ｆｒ）より低い。これにより、抑圧帯域５２の抑圧特性を向上できる。

このことをサンプルＡおよびＢにより説明する。図１１（ａ）および図１１（ｂ）は、サンプルＡおよびＢの回路図である。図１１（ａ）に示すように、サンプルＡはπ型フィルタである。端子Ｔ１とＴ２との間に直列に直列共振器Ｓ１が接続され、並列に並列共振器Ｐ１およびＰ２が接続されている。

図１１（ｂ）に示すように、サンプルＢはＴ型フィルタである。端子Ｔ１とＴ２との間に直列に直列共振器Ｓ１およびＳ２が接続され、並列に並列共振器Ｐ２が接続されている。

図１２は、サンプルＡおよびＢの通過特性を示す図である。図１２に示すように、サンプルＡおよびＢはバンドＢ５の送信帯域Ｔｘに抑圧帯域５５を有している。サンプルＡおよびＢとも直列共振器Ｓ１の反共振周波数Ｓ１（ｆａ）と並列共振器Ｐ２の共振周波数Ｐ２（ｆｒ）とで抑圧帯域５５を形成している。サンプルＡでは、抑圧帯域５５の中央付近に並列共振器Ｐ１の共振周波数Ｐ１（ｆｒ）が位置している。サンプルＢでは、抑圧帯域５５の中央付近に直列共振器Ｓ２の反共振周波数Ｓ２（ｆａ）が位置している。

サンプルＡでは、サンプルＢに比べ抑圧帯域５５内の減衰量が大きい。これは、並列共振器Ｐ１の共振周波数Ｐ１（ｆｒ）を抑圧帯域５５の中央付近に設けることで、並列インピーダンスが低くなるためである。このため、直列共振器Ｓ２の反共振周波数Ｓ２（ｆａ）を抑圧帯域５５の中央付近に設けるサンプルＢより抑圧帯域５５の抑圧度を大きくできる。

実施例２のフィルタでは、図５のように、バンドＢ１２およびＢ１３の受信帯域Ｒｘの両側に抑圧帯域５０および５２が設けられ、バンドＢ１２およびＢ１３の受信帯域Ｒｘに対応する通過帯域５４が形成されている。バンドＢ５の受信帯域Ｒｘの低周波側には抑圧帯域５２が設けられているが高周波側には抑圧帯域がない。そこで、図８のように、実施例１のＬＢフィルタ１２ｃの通過帯域を、通過帯域５４を含み、抑圧帯域５２の高周波数側にバンドＢ５の受信帯域用の通過帯域５６（第２通過帯域）を形成するように設ける。これにより、図８のバンドＢ５の受信帯域Ｒｘを含む通過帯域５６の高周波側に抑圧帯域が形成できる。

以上のように、バンドパスフィルタの通過帯域を通過帯域５４を含み、抑圧帯域５０の低周波側および／または抑圧帯域５２の高周波側に通過帯域５６が形成されるように設ける。これにより、第２通過帯域を形成するための共振器の一部を抑圧帯域５０および５２に用いることができる。よって、抑圧帯域５０および５２の抑圧度を向上できる。

実施例２において、直列共振器Ｓ１およびＳ２並びに並列共振器Ｐ１からＰ６は、図９（ａ）および図９（ｂ）に例示したような弾性波共振器であることが好ましい。これにより、図１０（ａ）および図１０（ｂ）のような特性を用い抑圧帯域の抑圧度が高いＢＲＦまたはＢＥＦを形成することができる。

図５、図８のように、通過帯域５４は、バンドＢ１２（第１通信規格）の受信帯域（第１受信帯域）とバンドＢ１３（第２通信規格）の受信帯域（第２受信帯域）とを含む。これにより、フィルタの個数を削減できる。

抑圧帯域５０はバンドＢ１２の送信帯域（第１送信帯域）を含み、抑圧帯域５２はバンドＢ１３の送信帯域（第２送信帯域）を含む。これにより、バンドＢ１２および１３の送信帯域における抑圧度を向上させることができる。

実施例１のように、実施例２のフィルタをフロントエンド回路に用いることができる。実施例１は、ダイバーシティアンテナ用の受信回路の例であったが、送信回路または送受信回路を有するフロントエンド回路に実施例２に係るフィルタを用いてもよい。

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

５０、５２ 抑圧帯域
５４、５６ 通過帯域

Claims (9)

1. 入力端子と出力端子との間に直列に接続され、第１反共振周波数を有する第１直列共振器と、
   前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続され、前記第１反共振周波数より高く前記第１反共振周波数との間に第１抑圧帯域を形成する第１共振周波数を有する第１並列共振器と、
   前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続され、前記第１共振周波数より高く前記第１共振周波数との間に第１通過帯域を形成する第２反共振周波数を有する第２直列共振器と、
   前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続され、前記第２反共振周波数より高く前記第２反共振周波数との間に第２抑圧帯域を形成する第２共振周波数を有する第２並列共振器と、
   を備えるフィルタ。
2. 前記第１直列共振器は、前記入力端子と前記出力端子との間において前記第２直列共振器と並列に接続されている請求項１記載のフィルタ。
3. 前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続され、前記第１反共振周波数より高く前記第１共振周波数より低い第３共振周波数を有する第３並列共振器を備える請求項１または２記載のフィルタ。
4. 前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続され、前記第２反共振周波数より高く前記第２共振周波数より低い第４共振周波数を有する第４並列共振器を備える請求項１から３のいずれか一項記載のフィルタ。
5. 前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続され、前記第１通過帯域を含み、前記第１抑圧帯域の低周波数側および／または前記第２抑圧帯域の高周波数側に第２通過帯域を形成する第３通過帯域を有するバンドパスフィルタを備える請求項１から４のいずれか一項記載のフィルタ。
6. 前記第１直列共振器、前記第１並列共振器、前記第２直列共振器および前記第２並列共振器は弾性波共振器である請求項１から５のいずれか一項記載のフィルタ。
7. 前記第１通過帯域は、第１通信規格の第１受信帯域と前記第１受信帯域より高い第２通信規格の第２受信帯域とを含む請求項１から６のいずれか一項記載のフィルタ。
8. 前記第１抑圧帯域は前記第１通信規格の第１送信帯域を含み、前記第２抑圧帯域は前記第２通信規格の第２送信帯域を含む請求項７記載のフィルタ。
9. 請求項１から８のいずれか一項記載のフィルタを含むフロントエンド回路。

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