JP2566566B2 - 自動電圧切換機能付充電回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、電気かみそりのごとき小型電気機器に組み
込まれるアルカリ蓄電池などの被充電電池を充電する自
動電圧切換機能付の充電回路に関する。

（従来技術） 従来から、電源電圧が異なっても自動的にそれを検知
して、充電電流を一定に保とうとする電圧切換機能を備
えた充電回路として、例えば特開昭61-1228号公報に示
されるようなインバータ回路を用いたものが知られてい
る。

第１図は上記従来装置の回路構成を示し、以下、同図
を用いて説明すると、１は電源回路で、商用電源Vsから
の交流入力は保護抵抗R1を通りダイオードD1およびコン
デンサC1によって整流平滑化され、インバータ回路２な
どに直流電圧Vinを供給している。２はインバータ回路
で、スイッチングトランジスタQ1のコレクタにはトラン
スの一次巻線L1が、ベースにはベース抵抗R3およびスピ
ードアップ用コンデンサC3を介してフィードバック巻線
L3がそれぞれ接続されており、エミッタには電流検出用
抵抗R5を介して被充電電池Ｂが直列に挿入されている。
また一次巻線L1の両端にはダイオードD5,コンデンサC4
および抵抗R4よりなるスパイク吸収回路が接続されてい
る。４は出力回路で、トランスの二次巻線L2に誘起され
る電圧がダイオードD2を介して電池Ｂの両端に印加され
ている。

５は安定化回路で、バイパス用トランジスタQ2と、定
電圧要素としてのツェナーダイオードD4とで構成されて
いる。６は自動電圧切換回路で、電流制限用抵抗R6と、
電圧検出手段としてのツェナーダイオードD3と、スイッ
チング素子Q3とで構成されている。

そして、上記バイパス用トランジスタQ2は、そのコレ
クタとベースが、上記スイッチングトランジスタQ1のベ
ースとエミッタにそれぞれ接続され、さらに、このバイ
パス用トランジスタQ2のベースエミッタと定電圧要素と
が直列にして、上記スイッチングトランジスタQ1のエミ
ッタに挿入された電流検出用抵抗R5に並列接続され、こ
の構成により、スイッチングトランジスタQ1のコレクタ
電流のピークが一定値を超えると、バイパス用トランジ
スタQ2が導通してスイッチングトランジスタQ1のベース
電流を引き込むことにより、コレクタ電流を減少させて
発振を安定に持続できるようにしている。

さらに詳細に説明すると、上記の構成において、いま
何らかの原因によりスイッチングトランジスタQ1のコレ
クタ電流が増大すると、電流検出用抵抗R5における電圧
降下によってスイッチングトランジスタQ1のエミッタ電
位Veが上昇する。この電位VeがツェナーダイオードD4に
おける電圧降下VdzとトランジスタQ2のベースエミッタ
間の電圧降下Vbeとの和よりも大きく、 Ve＞Vbe＋Vdz になると、トランジスタQ2が導通してスイッチングトラ
ンジスタQ1のベース電流をバイパスし、コレクタ電流Ic
を減少させる。実際にはコレクタ電流は高周波の脈流と
なっており、コレクタ電流波形のピーク値が一定値を超
え始めるとベース電流を抑制し、コレクタ電流が一定値
以上に上昇しないように制御している。

また電圧検出手段としてのツェナーダイオードD3はフ
ィードバック巻線L3の両端電圧が一定値を超えたことを
検出してスイッチング素子Q3を導通させるようになって
おり、100〜120V電源で使用された場合には、スイッチ
ング素子Q3は導通せず、200〜240V電源で使用された場
合には、スイッチング素子Q3が導通してツェナーダイオ
ードD4を短絡するようになっている。こうして電圧切換
回路６が動作した後は、電流検出用抵抗R5の電圧降下Ve
がトランジスタQ2のベースエミッタ間電圧降下Vbeより
大きくなった時点すなわち、 Ve＞Vbe となった時点で、スイッチングトランジスタQ1のベース
電流がバイパスされる。このように使用される電源電圧
が高い場合にはコレクタ電流が低い値に抑制され、いず
れの電源に対してもトランスの二次側にはほぼ一定の平
均出力電流が得られるようになっている。

第２図は安定化回路５の動作を示したもので、Vce,I
c,Ibは、それぞれスイッチングトランジスタQ1のコレク
タエミッタ間電圧，コレクタ電流，ベース電流で、Ioは
トランスの二次電流すなわち出力電流である。同図にお
いて、Vceが零の間はIcが直線的に上昇し、IcがIcp＝h
_FE×Ibに達するとトランジスタQ1はカットオフして、ト
ランスに蓄積されていたエネルギが出力電流Ioとして放
出される。何らかの原因によって入力電圧が上昇する
と、同図の右側に示すようにIcの上昇率が高くなるが、
上述のようにIcが一定値に達するとトランジスタQ2がIb
をバイパスしてIcをカットオフするので、トランジスタ
Q1のオン期間Tonが短くなり、したがって一周期に蓄積
されるエネルギも減少して、結果的には出力電流Ioの平
均値がほぼ一定に維持される。

第３図は電圧切換回路６の動作を示したものである。
いま入力電圧をVinとするとフィードバック巻線L3には
ほぼVin×（L3とL1の巻線比）に相当する電圧が誘起さ
れる。したがって電圧検出手段としてのツェナーダイオ
ードD3の設定電圧により、ある入力電圧付近で定電圧要
素を切り換える機能を有している。したがって電流検出
用抵抗R5と定電圧要素としてのツェナーダイオードD4の
値を適当に選ぶことによって、100〜120V電源および200
〜240V電源における出力電流の差を小さくすることがで
きる。なお、第３図の特性a,b,cについては後述する。

ところが、実際の入力電圧は、AC入力電圧を整流した
ものであるため、フィードバック巻線L3の両端電圧は、
第４図に示すような波形となる。そのため、ツェナーダ
イオードD3でなる定電圧要素の設定電圧により、第４図
に示すように、例えばＤ3-1のような電圧（AC120V入力
時の電圧より高い所に設定電圧を設定する）の場合は、
第３図の特性ｂに示すような出力となり、AC100V,120V
では必要な出力が取り出せるが、AC220V以上になると、
今度は出力が出過ぎてしまうことになる。

さらに、今度は、ツェナーダイオードD3の設定電圧を
第４図のＤ3-2のような電圧（AC120V入力時にも制御が
かかるような設定電圧）の場合は、第３図の特性ｃに示
すような出力となり、AC100V系とAC200V系が、ほぼ同出
力となるが、AC100V,120Vの入力の時には、ツェナーダ
イオードD3の設定電圧を超える所があるため、部分的に
制御がかかってしまい、出力電流が低下し、必要な出力
が出なくなってしまう。

以上のように、従来装置では、異なるAC入力に対し
て、安定して、出力電流を確実に一定にすることが困難
であった。

（発明の目的） 本発明は、上記問題を解消するもので、できるだけ簡
単な回路構成で異なる電源電圧に対してインバータの発
振を安定下させることができ、電源電圧に対応した出力
電流の自動切換が可能な自動電圧切換機能付充電回路を
提供することを目的とする。

（発明の構成） 本発明は、スイッチングトランジスタのコレクタにト
ランスの一次巻線を、ベースに一次巻線と正帰還結合さ
れたフィードバック巻線をそれぞれ接続し、上記スイッ
チングトランジスタのベースとエミッタにそれぞれコレ
クタとベースが接続されたバイパス用トランジスタのベ
ースエミッタと定電圧要素とを直列にし、上記スイッチ
ングトランジスタのエミッタに挿入された電流検出用抵
抗に並列接続し、かつ、上記フィードバック巻線の両端
電圧が一定値を超えたことを検出する電圧検出手段と、
その検出出力により上記定電圧要素または、複数に分割
された上記定電圧要素の一部分を短絡するスイッチング
素子を備えてなり、上記トランスの二次巻線に誘起され
る電圧をダイオードを介して被充電電池に印加せしめて
なるインバータ型充電回路において、上記フィードバッ
ク巻線の両端電圧を整流平滑する手段を設け、上記電圧
検出手段は上記整流平滑された電圧に対して電圧検出を
行うようになされていることを特徴とする自動電圧切換
機能付充電回路である。

この構成により、電源電圧が異なるとフィードバック
巻線の両端電圧の整流平滑された電圧が明確に区別し得
るものとなり、的確に自動電圧切換を行うことができ
る。

（実施例） 第５図に本発明の一実施例による回路構成を示す。同
図において、前記と相違する点のみを説明すると、D6は
フィードバック巻線L3に誘起される電圧の整流用ダイオ
ード、C2は前記ダイオードD6で整流した電圧の平滑用コ
ンデンサで、ダイオードD6は電圧切換回路６に直列に挿
入され、コンデンサC2はツェナーダイオードD3とスイッ
チング素子Q3のベースエミッタの直列路に並列に接続さ
れている。

そして、これらダイオードD6とコンデンサC2はフィー
ドバック巻線L3の両端電圧を整流平滑する手段を構成
し、電圧切換回路６は前記平滑された電圧が一定値を超
えたことを検出する手段をなし、スイッチング素子Q3は
前記検出出力により定電圧要素であるツェナーダイオー
ドD4を短絡するスイッチング手段をなしている。

その他の構成は第１図に示すものと同じであって、こ
のインバータ回路２の動作は前述と同様であるので、こ
こでは、AC100V系とAC200V系入力での電圧切換回路６に
よる出力電流制御動作についてのみ説明する。

フィードバック巻線L3の両端には、第４図に示すよう
な波形の電圧が出力される。この出力は、実際には数10
KHzでスイッチングされているため、両極の電圧が出力
されるわけであるが、フィードバック巻線L3の抵抗R3側
を＋とした場合の出力の包絡線で示している。そして、
この出力をダイオードD6で整流し、抵抗R6とコンデンサ
C2で平滑することにより、第６図に示すように、コンデ
ンサC2の両端には直流電圧が発生し、AC100V系入力（AC
100V,120V）とAC200V系入力（AC220V,240V）とで、それ
ぞれ明確に区別し得る直流電圧がV1,V2が得られる。

そこでツェナーダイオードD3の定電圧素子の設定電圧
VD3を V2＞VD3＞V1 となるように設定することにより、AC100V,120V入力の
ときは、VD3＞V1であるため、スイッチング素子Q3には
ベース電流が流れないため、ツェナーダイオードD4はス
イッチング素子Q3で短絡されることはなく、スイッチン
グトランジスタQ1のIcは減少しない。一方、AC200V,220
V,240V入力のときは、ツェナーダイオードD3を通じてス
イッチング素子Q3にベース電流が供給されてスイッチン
グ素子Q3がONするため、ツェナーダイオードD4が短絡さ
れ、スイッチングトランジスタQ1に流れるIcが制御され
る。

このように、AC100V系とAC200V系とで制御ON/OFFが明
確に区別されるため、出力電流（充電電流）特性は第３
図の特性ａのようになり、電源電圧が異なる場合にそれ
ぞれ的確に自動電圧切換がなされ、安定した出力が得ら
れる。

なお、上記実施例ではスイッチング素子Q3により短絡
されるツェナーダイオードD4が１個のみのものを示した
が、複数個の定電圧要素の内の一部のみを短絡するよう
にしたものであってもよい。

（発明の効果） 以上のように本発明によれば、インバータ型充電回路
のフィードバック巻線の両端電圧を、電源電圧が異なる
ときに明確に区別して検出し得るようにしたものであっ
て、簡単な回路構成を付加するのみで、電源電圧の違い
や変動に対して、的確に自動電圧切換えを行なえ、出力
である充電電流の安定化を図ることができる。また、地
域による大きな電源電圧の差に対しても、出力が過剰と
なるといったことがなく、損失の少ない自動電圧切換回
路を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の充電回路の回路構成図、第２図は同回路
の動作を説明するための各部の波形図、第３図は同回路
の電圧切換動作を示す説明図、第４図は同回路のフィー
ドバック巻線の両端電圧波形図、第５図は本発明の一実
施例による充電回路の回路構成図、第６図は同回路のフ
ィードバック巻線の両端電圧の整流平滑出力の波形図で
ある。 ２……インバータ回路、４……出力回路、５……安定化
回路、６……自動電圧切換回路、Ｂ……被充電電池、L1
……トランスの一次巻線、L2……トランスの二次巻線、
L3……フィードバック巻線、Q1……スイッチングトラン
ジスタ、Q2……バイパス用トランジスタ、Q3……スイッ
チング素子、D2……ダイオード、D3……ツェナーダイオ
ード、D4……ツェナーダイオード（定電圧要素）、D6…
…ダイオード（整流する手段）、C2……コンデンサ（平
滑する手段）、R5……電流検出用抵抗。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スイッチングトランジスタのコレクタにト
   ランスの一次巻線を、ベースに一次巻線と正帰還結合さ
   れたフィードバック巻線をそれぞれ接続し、上記スイッ
   チングトランジスタのベースとエミッタにそれぞれコレ
   クタとベースが接続されたバイパス用トランジスタのベ
   ースエミッタと定電圧要素とを直列にし、上記スイッチ
   ングトランジスタのエミッタに挿入された電流検出用抵
   抗に並列接続し、かつ、上記フィードバック巻線の両端
   電圧が一定値を超えたことを検出する電圧検出手段と、
   その検出出力により上記定電圧要素または、複数に分割
   された上記定電圧要素の一部分を短絡するスイッチング
   素子を備えてなり、上記トランスの二次巻線に誘起され
   る電圧をダイオードを介して被充電電池に印加せしめて
   なるインバータ型充電回路において、上記フィードバッ
   ク巻線の両端電圧を整流平滑する手段を設け、上記電圧
   検出手段は上記整流平滑された電圧に対して電圧検出を
   行うようになされていることを特徴とする自動電圧切換
   機能付充電回路。