JPH0669268B2 - 充電回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は100V/200V電源地域共用の充電回路に関する。

（背景技術） 第５図および第６図は既に本出願人が特開昭58-103837
号公報において提案した充電回路の構成の一例を示した
ものであり、第７図は第５図および第６図における制御
回路３の構成を示したものである。

第５図において構成を説明すると、交流電源の接続され
る端子1a，1bにはダイオードブリッジの如き整流器DBお
よび制御回路電源用のトランスＴ_２の１次巻線が互いに
並列に接続されており、整流器DBの直流出力端子には電
力変換用のトランスＴ_１の１次巻線Ｌ_１，スイッチング
素子としてのトランジスタＱ，電流検出用の抵抗Ｒ_Ｅに
よる直列回路および平滑用のコンデンサＣ_S1が互いに並
列に接続されている。また、トランスＴ_１の１次巻線Ｌ
_１と並列に抵抗Ｒ_Ｃ，コンデンサＣ_Ｃによるスパイク吸
収用の直列回路が接続され、２次巻線Ｌ_２の両端には整
流用のダイオードＤ_１と２次電池Ｂの直列回路が接続さ
れている。

一方、トランジスタＱのベースは起動用の抵抗Ｒ_B1を介
して前記整流器DBの正極に接続されると共に制御回路３
の制御出力端子OUTに接続され、更にトランジスタＱの
ベース・エミッタ間には前記トランスＴ_１と磁気的結合
にある３次巻線Ｌ_３，抵抗Ｒ_B2，スピードアップ用のコ
ンデンサＣ_B1の直列回路が接続され、トランジスタＱの
エミッタは制御回路３の検出入力端子INに抵抗Ｒ_IN′を
介して接続されている。また、検出入力端子INと整流器
DBの正極との間には抵抗Ｒ_Ｃ′が接続されている。

一方、トランスＴ_２の２次巻線の一端はダイオードＤ_２
を介して制御回路３の電源入力端子Ｖ_CCに接続され、電
源入力端子Ｖ_CCはコンデンサＣ_S2を介しトランスＴ_２の
２次巻線の他端とともに整流器DBの負極に接続されてい
る。

また、第６図においては抵抗Ｒ_Ｃ′の他端の接続箇所が
異なるのみであり、トランスＴ_１の３次巻線Ｌ_３と抵抗
Ｒ_B2の接続点に抵抗Ｒ_Ｃ′の他端が接続されている。

第５図および第６図における制御回路３は第７図に示す
ように、電源部31，発振部32，比較部33，保持回路34，
出力部35により構成されており、これらの各部におい
て、Ｑ_１〜Ｑ_８はトランジスタ、Ｚはツェナーダイオー
ド、CP₁,CP₂はコンパレータ、Ｒ_１〜Ｒ₁₆は抵抗、Ｃ_１
はコンデンサを夫々示している。

しかして、第５図および第６図に示す充電回路では、端
子1a，1bに商用電源の如き交流電源が加えられると整流
器DBおよびコンデンサＣ_S1を介して整流・平滑された直
流電圧がトランスＴ_１の１次巻線Ｌ_１とトランジスタＱ
の直列回路に加わり、トランジスタＱは起動用の抵抗Ｒ
_B1によりベース電流が供給され導通を始め、３次巻線Ｌ
_３の正帰還作用によりトランジスタＱは急速にオンす
る。トランジスタＱがオンすると、そのコレクタ電流
（トランスＴ_１の１次電流）は直線的に増加を続ける
が、その電流値はトランジスタＱと直列に挿入された抵
抗Ｒ_Ｅによって検出され、一定値に達すると制御回路３
によりトランジスタＱのベースは接地レベルにクランプ
されてオフに転じ、１次電流の最大値は一定に保たれ
る。一方、トランスＴ_１の２次側においては、トランジ
スタＱのオン時に１次巻線Ｌ_１に蓄積されたエネルギが
トランジスタＱのオフ時に２次巻線Ｌ_２からダイオード
Ｄ_１を介して放出され、２次電池Ｂに一定の充電電流を
供給する。また、制御回路３は一定の期間クランプを続
けた後、再びトランジスタＱのベースを解放し、発振周
期も一定に制御するものである。そして、これらの動作
により、端子1a，1bに印加される交流電源の値が広範囲
に変動しても２次電池Ｂへの充電電流の平均値を一定に
保つことができるようになっている。

また、第５図および第６図における抵抗Ｒ_IN′，Ｒ_Ｃ′
は抵抗Ｒ_Ｅにより検出された電圧に、入力される交流電
源の電圧の大きさに応じて補正を与えるためのものであ
り、交流電源の電圧が大きくなるほど制御回路３の検出
入力端子INに加わる電圧を高め、トランスＴ_１の１次巻
線Ｌ_１に流れる電流の波高値を小さくするようにしてい
る。すなわち、第５図および第６図において整流器DBの
出力端子間に並列接続されたコンデンサＣ_S1を小型化す
る目的で小容量とすると、トランスＴ_１の１次巻線
Ｌ_１，トランジスタＱの直列回路に印加される電圧が脈
流状となり、脈流波形の電圧が小さい期間の占める割合
が最大値に応じて変化し、トランスＴ_１の１次巻線Ｌ_１
に流れる電流の波高値を一定に制御する場合、交流電源
の電圧が大きくなるほど平均的な充電電流が過剰となっ
てしまうからである。

しかして、第８図は直流入力電圧と充電にかかる出力電
流との関係を示したものであるが、実線のａ→ｂ→ｃで
示すように点ｂから直流入力電圧の増加に応じて充電電
流が直線的に減少してゆくようになっている。そして、
このような特性から、交流電圧を入力すれば平均的な出
力電流は電圧によらず一定となる。なお、点ａから点ｂ
までの期間は回路の低電圧特性、すなわち、制御回路３
により制御が行われない自励発振の特性によって決まる
ものである。また、第９図は整流器DBで全波整流されて
入力された電圧の波形と２次電池Ｂに供給される出力電
流（充電電流）との関係を示したものであり、電圧がＶ
_ｂを越える量に応じて充電電流が小さくなる。

ところで、第８図における点ａ，ｂ間の特性は前述のよ
うに装置の有する低電圧特性で決定されるものである
が、この区間でも制御回路３が正常動作をするための電
源Ｖ_ccは供給されており、トランジスタＱがオンした時
に流れるコレクタ電流によって抵抗Ｒ_Ｅに発生する電圧
に抵抗Ｒ_ｃ′，Ｒ_IN′の比によって決まる電圧が加算さ
れて制御回路３の検出入力端子INに入力され、トランジ
スタＱに流れるコレクタ電流を制御しようとしているわ
けであるが、点ａ，ｂ間においてはトランジスタＱに流
れるコレクタ電流は入力電圧が低いため小さく、また、
抵抗Ｒ_ｃ′，Ｒ_IN′による分圧値も小さく、制御回路３
の基準電圧に達しないため、コレクタ電流のピーク値に
制御はかからず、トランジスタＱの持つ電流増幅率ｈ_fe
でコレクタ電流は決定されているわけである。

ところで、蓄電池の急速充電の要望により、より高出力
の充電器が必要となっており、この種の回路において出
力をアップするためにはスイッチング用のトランジスタ
Ｑの電流増幅率ｈ_feを大きくする等の手段によりコレク
タ電流の値を増加すれば良いわけであるが、そうすると
第８図に一点鎖線ａ→ｂ′→ｃで示すように低電圧特性
は良好になるものの、点ｂが点ｂ′のように直流入力電
圧Ｖ_INの低い方へ移行してしまい、AC100V系での出力が
以前よりも低下してしまうことになる。

一方、AC100V系での出力を確保するには、抵抗Ｒ_IN′の
抵抗値を小さくして抵抗Ｒ_Ｃ′と抵抗Ｒ_IN′との比を大
きくすれば、点ｂは点ｂ″のように直流入力電圧Ｖ_INの
高い方へ移行してAC100V系での出力が確保できるわけで
あるが、抵抗Ｒ_Ｃ′と抵抗Ｒ_IN′との比が大きくなるた
め、点ｂ″→ｃ″の勾配が小さくなってしまい、AC200V
系での出力が大きく増加してしまい、所定の値に制御で
きなくなるという不都合が生じる。

（発明の目的） 本発明は上記の点に鑑み提案されたものであり、その目
的とするところは、高出力で、かつ100V/200V電源地域
でも充電電流の平均値を一定に制御することのできる充
電器を提供することにある。

（発明の開示） 以下、実施例を示す図面に沿って本発明を詳述する。

第１図は本発明の第１の実施例を示したものであり、分
圧回路からなる入力電圧検出ブロックＡの抵抗Ｒ_Ｃ′と
直列にツェナーダイオードの如き定電圧素子Ｚ_Ｄを挿入
した点に特徴を有している。なお、その他の回路構成は
前述した第５図および第７図と同様である。

しかして、第２図は直流入力電圧と充電にかかる出力電
流との関係を、第３図は整流器DBで全波整流されて入力
された電圧の波形と２次電池Ｂに供給される出力電流
（充電電流）との関係を示したものであるが、定電圧素
子Ｚ_Ｄのブレーク電圧を点ｂ_１の如く100V系の電圧が加
わった際に導通するように選べば、それよりも入力電圧
が低い区間では抵抗Ｒ_Ｃ′，Ｒ_IN′に電圧が発生せず、
制御回路３の検出入力端子INに入力バイアスが加わらな
いので出力の低下が発生しなくなる。そして、入力電圧
が点ｂ_１より高い区間ではＲ_Ｃ′／Ｒ_IN′の比をｂ_１→
ｃ_１のような適切な勾配になるように設定してやれば、
入力電圧が点ｂ_１を越えた時点より抵抗Ｒ_Ｃ′，Ｒ_IN′
に電圧が発生し、抵抗Ｒ_Ｅで検出した電圧にバイアスが
加わり、出力電流を低下させてゆき、低圧側と高圧側と
で出力を一定にコントロールすることが可能となる。

第４図は従来例の第６図に対応した第２の実施例を示し
たものであり、３次巻線Ｌ_３と抵抗Ｒ_Ｃ′との間に定電
圧素子Ｚ_Ｄを挿入している。なお、動作は第１図に示し
た第１の実施例と同様である。

（発明の効果） 以上のように本発明にあっては、トランスの１次巻線と
スイッチング素子との直列回路を交流電源を整流して得
られた直流電源に接続し、前記スイッチング素子をオン
・オフ駆動することにより前記トランスの２次巻線に得
られた電力を整流して２次電池を充電する充電回路であ
って、前記スイッチング素子の制御端に正帰還接続さ
れ、かつ前記トランスと磁気的結合にある３次巻線と、
前記スイッチング素子に出力端子が接続されると共に前
記スイッチング素子を流れる電流を検出する抵抗に検出
入力端子が接続され、かつ検出された電圧が所定値に達
した際に前記スイッチング素子の制御端を接地レベルに
クランプする制御回路とを備え、前記検出入力端子には
前記直流電源を分圧し、かつ分圧電圧が前記電流検出用
の抵抗の検出電圧と加算して前記制御回路に加えられる
分圧回路が接続され、前記スイッチング素子のオン・オ
フ繰り返し周期を一定に保ち、かつ前記交流電源の電圧
に応じてオン時間を適切に制御して前記２次電池への充
電電流を一定に制御してなる充電回路において、前記分
圧回路に定電圧素子を設けて前記直流電源が所定の値よ
り高い場合にのみ前記直流電源の分圧電圧を検出電圧に
加算するようにしたので、 （イ）交流電源の低圧側（AC100V系）で出力電流の低下
がなく、かつ高圧側（AC200V系）で出力電流が増え過ぎ
ることがない、安定した出力電流の得られる100V／200V
地域共用の充電回路が構成できる。

（ロ）リップル電圧が大きくてもよいため、平滑用のコ
ンデンサが小さくなり、小型化，低コスト化が可能であ
る。

等の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の充電回路の第１の実施例を示す回路構
成図、第２図および第３図はその動作説明図、第４図は
第２の実施例を示す回路構成図、第５図ないし第７図は
従来の充電回路を示す構成図、第８図および第９図はそ
の動作説明図である。 Ａ……入力電圧検出ブロック、Ｚ_Ｄ……定電圧素子、３
……制御回路、Ｂ……２次電池、Ｑ……トランジスタ、
Ｒ_Ｅ，Ｒ_IN′，Ｒ_Ｃ′……抵抗

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】トランスの１次巻線とスイッチング素子と
   の直列回路を交流電源を整流して得られた直流電源に接
   続し、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動すること
   により前記トランスの２次巻線に得られた電力を整流し
   て２次電池を充電する充電回路であって、前記スイッチ
   ング素子の制御端に正帰還接続され、かつ前記トランス
   と磁気的結合にある３次巻線と、前記スイッチング素子
   に出力端子が接続されると共に前記スイッチング素子を
   流れる電流を検出する抵抗に検出入力端子が接続され、
   かつ検出された電圧が所定値に達した際に前記スイッチ
   ング素子の制御端を接地レベルにクランプする制御回路
   とを備え、前記検出入力端子には前記直流電源を分圧
   し、かつ分圧電圧が前記電流検出用の抵抗の検出電圧と
   加算して前記制御回路に加えられる分圧回路が接続さ
   れ、前記スイッチング素子のオン・オフ繰り返し周期を
   一定に保ち、かつ前記交流電源の電圧に応じてオン時間
   を適切に制御して前記２次電池への充電電流を一定に制
   御してなる充電回路において、前記分圧回路に定電圧素
   子を設けて前記直流電源が所定の値より高い場合にのみ
   前記直流電源の分圧電圧を検出電圧に加算するようにし
   たことを特徴とする充電回路。