JP2823716B2 - 並列ｍｓｋ変調システム - Google Patents
並列ｍｓｋ変調システムInfo
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＭＳＫ変調システム
に関し、特に専用の治具や測定器を使用せずに、基準正
弦波及び搬送波の直交度やベースバンド乗算回路の調整
を可能にした並列ＭＳＫ変調システムに関する。 【０００２】 【従来の技術】従来の一般的な並列ＭＳＫ変調システム
の構成例が図８に示されている。入力データは、直並列
変換器１０１により、Ｉ信号とＱ信号に分けられ、それ
ぞれ、乗算器１２１と１２２に供給される。乗算器１２
１は、基準正弦波信号ＣＯＳ（ωｂｔ）とＩ信号とを乗
算し、乗算器１２２は、Ｑ信号と、−π／２移相器１２
３で基準正弦波信号を−π／２移相した信号とを乗算す
る。 【０００３】乗算器１２１と１２２及び−π／２移相器
１２３は、ベースバンド乗算回路１０２を構成してい
る。また、乗算器１３１，１３２，−π／２移相器１３
３及び加算器１３４は直交変調回路１０３を構成する。
乗算器１３１は、乗算器１２１の出力と搬送波信号ＣＯ
Ｓ（ωａｔ）とを乗算し、乗算器１３２は、乗算器１２
２の出力信号と、搬送波信号を−π／２移相器１３３で
−π／２移相した信号とを乗算する。乗算器１３１と１
３２で得られた乗算信号は、加算器１３４で加算されて
ＭＳＫ出力が得られる。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
並列ＭＳＫ変調システムでは、ベースバンド乗算回路の
基準正弦波と直交変調回路の搬送波は、それぞれ０（ｒ
ａｄ）及び−π／２（ｒａｄ）の二位相が必要である。
そのため、それを得るために位相シフト回路が用いられ
ている。 【０００５】この部分の調整は、例えば、ＭＳＫ変調回
路を構成する前に単体で行う方法があるが、一般に機構
的に調整する部品が使用されているため、構成する際に
起こり得る振動のために調整箇所がずれる恐れや接続す
る回路のインピーダンスのばらつきによってシフト量が
ずれ、調整が無意味になる恐れがあった。また、構成し
た後で調整する方法においても専用の治具を製作したり
測定器を用意しなければならない問題があった。 【０００６】そこで、この発明の目的は、簡単に基準正
弦波及び搬送波の直交度やベースバンド乗算回路の調整
を可能にするＭＳＫ変調システムを提供することにあ
る。 【０００７】 【課題を解決するための手段】前述の課題を解決するた
め、この発明による並列ＭＳＫ変調システムは、入力デ
ータをＩ信号とＱ信号に変換する直並列変換回路と、セ
レクト信号により、通常データを出力する選択モード
Ａ、前記ＩまたはＱ信号のデータ周期の倍の周期をもつ
繰り返しデータを出力する選択モードＢ、予め定めた一
定レベルの固定レベルデータを出力する選択モードＣの
選択モードを有するデータ調整回路と、正弦波信号、余
弦波信号及びその逆極性信号を出力する基準正弦波発生
回路と、前記データ調整回路からの２つの出力に前記基
準正弦波発生回路からの正弦波信号と余弦波信号をそれ
ぞれ乗算する第１と第２の乗算回路を有するベースバン
ド乗算回路と、前記第１と第２の乗算回路の出力と搬送
波信号と前記搬送波信号を−π／２移相して得られた信
号とをそれぞれ乗算する第３と第４の乗算回路を有する
とともに、前記第３と第４の乗算回路の出力信号を加算
してＭＳＫ出力を得る加算回路とを有する直交変調回路
と、を備え、直交特性調整時には、前記選択モードＣ及
び選択モードＢに設定して得られる直交変調出力に基づ
いて前記直交変調回路及びベースバンド乗算回路の特性
を調整可能に構成されて成る。 【０００８】 【作用】この発明は、データ調整回路により、通常デー
タを出力する選択モードＡ、前記ＩまたはＱ信号のデー
タ周期の倍の周期をもつ繰り返しデータを出力する選択
モードＢ、予め定めた一定レベルの固定レベルデータを
出力する選択モードＣのいずれかを設定可能とし、基準
正弦波発生回路からの正弦波信号、余弦波信号、その逆
極性信号を上記データ調整回路からの２つの出力に乗算
するベースバンド乗算回路と、このベースバンド乗算回
路の出力と搬送波信号とを乗算する乗算回路と、それら
乗算回路出力信号を加算してＭＳＫ出力を得る直交変調
回路とを有するＭＳＫ変調回路の直交特性調整を簡単に
行なえるようにしたシステムである。そのため、データ
調整回路を上記選択モードＣ及び選択モードＢに設定し
て得られる直交変調出力のスペクトラム情報をモニタし
ながら上記直交変調回路及びベースバンド乗算回路の特
性を調整するように構成されている。 【０００９】 【実施例】次に、この発明について図面を参照しながら
説明する。図１は、この発明による並列ＭＳＫ変調シス
テムの一実施例の構成ブロック図である。入力データ
は、直並列変換回路１においてＩ信号とＱ信号に変換さ
れ、データ調整回路２を経て、ベースバンド乗算回路３
に入力される。ベースバンド乗算回路３の乗算器３１及
び３２は、それぞれ基準正弦波発生回路４からのＣＯＳ
（ωｂｔ）及びＳＩＮ（ωｂｔ）を入力信号と乗算す
る。直交変調回路５の乗算器５１は、乗算回路３１の出
力と搬送波信号ＣＯＳ（ωａｔ）とを乗算する。また、
乗算器５２は、搬送波信号を−π／２移相器５３で−π
／２移相して得られた信号と、乗算器３２の出力信号と
を乗算する。加算器５４は、乗算器５１と５２の出力信
号を加算してＭＳＫ出力を得る。 【００１０】以上のように、直並列変換回路１の出力
は、データ調整回路２に入力される。このデータ調整回
路２は、パターン選択制御信号によって、通常データす
なわち直並列調整回路１で直並列変換されたデータもし
くは後述する他の固定パターン信号を選択し、ベースバ
ンド乗算回路３に入力させる。一方、ベースバンド乗算
回路３には、基準正弦波発生回路４からパターン選択制
御信号により選択された基準正弦波が入力されており、
両信号によって乗算された出力が直交変調回路５に入力
され、ＭＳＫ信号を生成している。 【００１１】データ調整回路２による固定パターンの生
成は、例えば、図２に示すような構成で行える。また、
図３にはその出力が示されている。尚、実際には、２回
路（Ｉ，Ｑチャンネル部）で構成されている。セレクタ
２１には、通常データ（Ｉ，Ｑデータ）と繰り返しデー
タとが入力され、セレクト信号によって一方が選択出力
される。ここで、繰り返しデータとは、前処理タイミン
グ回路で発生するクロックであり、ＩまたはＱのデータ
周期Ｔｂの倍の周期２Ｔｂをもつものである。また、ア
ナログディレイ２２は、データと基準正弦波の位相を合
わせるためのものである。 【００１２】セレクタ２１から出力されるデータの選択
は、パターン選択信号としてのセレクト信号によって行
われ、図３に示すように、パターン選択信号としてのデ
ータ固定信号とセレクト信号との組み合わせにより３つ
のモードを指定している。例えば、セレクト信号が
“Ｌ”でデータ固定信号が“Ｈ”であれば、モードＡが
指定され、通常データがデータ調整回路２の出力とされ
る。また、セレクト信号が“Ｈ”でデータ固定信号が
“Ｈ”であれば、モードＢが指定され、上記繰り返しデ
ータが出力される。更に、セレクト信号が“Ｌ”または
“Ｈ”でデータ固定信号が“Ｈ”であれば、モードＣが
指定され、強制的に固定データ（例えば、Ｌｏｗ）を出
力させる。 【００１３】図４には、図１における基準正弦波発生回
路４の構成例が、図５には、その出力が示されている。
この回路も実際には２回路（Ｉ，Ｑチャンネル部）で構
成されている。サンプリングデータ格納部４１には、図
６に示すような基準正弦波のサンプリング点のデータが
格納されている。Ｉチャンネルの乗算回路へ送られる基
準正弦波を読み出し制御信号によって、＃１，＃２，＃
３…＃８の順にサンプリングデータをセレクタ４２を介
してＩチャンネル側のＤ／Ａコンバータ４３に送るとす
ると、Ｑチャンネル側へは、＃７，＃８，＃１…＃６の
順にサンプリングデータをＱチャンネル側のＤ／Ａコン
バータ４３に送る（選択モードＤ）。セレクタ４２は、
読み出し制御信号（ＨまたはＬ）に応答する読み出し回
路４５によってセレクト制御される。こうすることによ
って、これら２信号の相対位相差は、直交関係を保てる
ことになる。また、Ｑチャンネル側のサンプリングデー
タの順を＃３，＃４，＃５…＃２にすれば、位相を反転
した信号を作ることができる（選択モードＥ）。その関
係図が図７に示されている。またアナログディレイ４６
は、基準正弦波どうしの直交度を調整するためのもの
で、遅延されたクロックがＤ／Ａコンバータ４３にクロ
ックとして供給される。 【００１４】三角関数の加法定理より ＣＯＳ Ａ・ＣＯＳ Ｂ＋ＳＩＮ Ａ・ＳＩＮ Ｂ＝ＣＯＳ（Ａ−Ｂ） （１） ＣＯＳ Ａ・ＣＯＳ Ｂ−ＳＩＮ Ａ・ＳＩＮ Ｂ＝ＣＯＳ（Ａ＋Ｂ） （２） ここで、Ａを搬送波ωａ，Ｂを基準正弦波ωｂとすれ
ば、乗算した結果は（ωａ＋ωｂ）もしくは（ωａ−ω
ｂ）のみが存在することを意味している。つまり、スペ
クトラムアナライザによってその周波数を観測し上記の
条件を満足するように位相シフト回路としての移相器５
３を調整すれば、結果的に搬送波、基準正弦波それぞれ
の直交度がとれていることになる。 【００１５】したがって、基準正弦波発生回路４を選択
モードＤ、データ調整回路２を選択モードＣにすれば式
（１）の条件を、また、基準正弦波発生回路４を選択モ
ードＥにすれば、式（２）の条件を満たすように位相シ
フト回路を調整することができる。さらに、基準正弦波
発生回路４の出力を止めた状態で、データ調整回路２を
選択モードＢにすれば、ベースバンド乗算回路３のバイ
アス回路を調整することにより、データによるスイッチ
ングの動作点をデューティ５０％にすることが可能であ
りスペクトラムアナライザで観測しながら行うことがで
きる。つまり、スイッチング動作点を上記の点にするこ
とは、乗算出力に基本波に対して奇数次の高調波しか存
在しないことを意味している。従って、偶数次高調波を
最も抑圧するように調整することによって、理想的な乗
算器の動作に近づけられ、不要なスプリアスを抑圧する
ことができる。 【００１６】また、データ調整回路２を選択モードＢ、
基準正弦波回路４を選択モードＤもしくはＥにすれば、
ベースバンド乗算出力に残留している基準正弦波や、直
交変調出力に残留している搬送波を抑圧するように調整
することが可能であり、スペクトラムアナライザで観測
しながら行うことができる。 【００１７】以上要するに、この発明では、基準正弦波
及び搬送波の直交度やベースバンド乗算回路の特性の調
整を簡単に行なえるようにするため、データ調整回路２
からベースバンド乗算回路３への出力データとして、通
常のデータ（モードＡ）以外に、繰り返しデータ（モー
ドＢ）と、固定データ（モードＣ）も出力可能に構成す
るとともに、基準正弦波発生回路４からの基準波として
もｓｉｎ、−ｓｉｎ，ｃｏｓ波信号等の信号を選択出力
できるように構成している。 【００１８】すなわち、データ調整回路２の動作モード
をモードＣとすると、ベースバンド乗算回路３に入力さ
れるデータは固定データとなり、ベースバンド乗算回路
３の特性に関係なくなり、直交変調回路５（乗算器５
１，５２等）の特性がＭＳＫ出力を観測することにより
モニタすることができるようになる。したがって、直交
変調回路５の特性起因する搬送波に関するスピリアス成
分を抑圧するべくＭＳＫ出力をモニタしながら調整して
完全な直交特性への調整が可能となる。例えば、完全な
直交変調回路５によれば、ＭＳＫ出力には線スペクトル
データとして基本周波数成分を中心とした奇数高調波成
分が現れるが、直交変調回路５の特性に歪みが存在する
と、偶数高調波成分が混在することになる。したがっ
て、ＭＳＫ出力の周波数情報をスペクトラムアナライザ
等を用いてモニタしながら直交変調回路５を調整して偶
数高調波成分が充分に抑圧されるようにすれば、また、
基準正弦波発生回路４からの基準波出力を用いれば、直
交性の優れた直交変調回路５が得られる。 【００１９】一方、データ調整回路２の動作モードをモ
ードＢと設定すると、データ調整回路２からは“１”と
“０”のデータがベースバンド乗算回路３の乗算器３１
と３２に出力されることになる。乗算器３１と３２は、
データ調整回路２からのデータが“１”のときは基準正
弦波発生回路４からの基準波出力との乗算出力を直交変
調回路５に出力するが、“０”のときは“０”が出力さ
れる。ここで、乗算器３１と３２では、入力データが
“１”であるか“０”であるかを判断するのは閾値との
比較結果で行なうが、この閾値が適切でないとベースバ
ンド乗算回路３の出力に不要なスプリアス成分が混入し
てしまう。そこで、この発明では、ＭＳＫ出力をモニタ
しながら、上記閾値を調整してスプリアス成分が充分抑
圧されるような閾値を設定する。 【００２０】 【発明の効果】以上説明したように、この発明による並
列ＭＳＫ変調システムによれば、スペクトラムアナライ
ザのみを使用するだけで基準正弦波及び搬送波の直交度
やベースバンド乗算回路の調整を専用の治具や測定器を
使用せずに調整することができる。
に関し、特に専用の治具や測定器を使用せずに、基準正
弦波及び搬送波の直交度やベースバンド乗算回路の調整
を可能にした並列ＭＳＫ変調システムに関する。 【０００２】 【従来の技術】従来の一般的な並列ＭＳＫ変調システム
の構成例が図８に示されている。入力データは、直並列
変換器１０１により、Ｉ信号とＱ信号に分けられ、それ
ぞれ、乗算器１２１と１２２に供給される。乗算器１２
１は、基準正弦波信号ＣＯＳ（ωｂｔ）とＩ信号とを乗
算し、乗算器１２２は、Ｑ信号と、−π／２移相器１２
３で基準正弦波信号を−π／２移相した信号とを乗算す
る。 【０００３】乗算器１２１と１２２及び−π／２移相器
１２３は、ベースバンド乗算回路１０２を構成してい
る。また、乗算器１３１，１３２，−π／２移相器１３
３及び加算器１３４は直交変調回路１０３を構成する。
乗算器１３１は、乗算器１２１の出力と搬送波信号ＣＯ
Ｓ（ωａｔ）とを乗算し、乗算器１３２は、乗算器１２
２の出力信号と、搬送波信号を−π／２移相器１３３で
−π／２移相した信号とを乗算する。乗算器１３１と１
３２で得られた乗算信号は、加算器１３４で加算されて
ＭＳＫ出力が得られる。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
並列ＭＳＫ変調システムでは、ベースバンド乗算回路の
基準正弦波と直交変調回路の搬送波は、それぞれ０（ｒ
ａｄ）及び−π／２（ｒａｄ）の二位相が必要である。
そのため、それを得るために位相シフト回路が用いられ
ている。 【０００５】この部分の調整は、例えば、ＭＳＫ変調回
路を構成する前に単体で行う方法があるが、一般に機構
的に調整する部品が使用されているため、構成する際に
起こり得る振動のために調整箇所がずれる恐れや接続す
る回路のインピーダンスのばらつきによってシフト量が
ずれ、調整が無意味になる恐れがあった。また、構成し
た後で調整する方法においても専用の治具を製作したり
測定器を用意しなければならない問題があった。 【０００６】そこで、この発明の目的は、簡単に基準正
弦波及び搬送波の直交度やベースバンド乗算回路の調整
を可能にするＭＳＫ変調システムを提供することにあ
る。 【０００７】 【課題を解決するための手段】前述の課題を解決するた
め、この発明による並列ＭＳＫ変調システムは、入力デ
ータをＩ信号とＱ信号に変換する直並列変換回路と、セ
レクト信号により、通常データを出力する選択モード
Ａ、前記ＩまたはＱ信号のデータ周期の倍の周期をもつ
繰り返しデータを出力する選択モードＢ、予め定めた一
定レベルの固定レベルデータを出力する選択モードＣの
選択モードを有するデータ調整回路と、正弦波信号、余
弦波信号及びその逆極性信号を出力する基準正弦波発生
回路と、前記データ調整回路からの２つの出力に前記基
準正弦波発生回路からの正弦波信号と余弦波信号をそれ
ぞれ乗算する第１と第２の乗算回路を有するベースバン
ド乗算回路と、前記第１と第２の乗算回路の出力と搬送
波信号と前記搬送波信号を−π／２移相して得られた信
号とをそれぞれ乗算する第３と第４の乗算回路を有する
とともに、前記第３と第４の乗算回路の出力信号を加算
してＭＳＫ出力を得る加算回路とを有する直交変調回路
と、を備え、直交特性調整時には、前記選択モードＣ及
び選択モードＢに設定して得られる直交変調出力に基づ
いて前記直交変調回路及びベースバンド乗算回路の特性
を調整可能に構成されて成る。 【０００８】 【作用】この発明は、データ調整回路により、通常デー
タを出力する選択モードＡ、前記ＩまたはＱ信号のデー
タ周期の倍の周期をもつ繰り返しデータを出力する選択
モードＢ、予め定めた一定レベルの固定レベルデータを
出力する選択モードＣのいずれかを設定可能とし、基準
正弦波発生回路からの正弦波信号、余弦波信号、その逆
極性信号を上記データ調整回路からの２つの出力に乗算
するベースバンド乗算回路と、このベースバンド乗算回
路の出力と搬送波信号とを乗算する乗算回路と、それら
乗算回路出力信号を加算してＭＳＫ出力を得る直交変調
回路とを有するＭＳＫ変調回路の直交特性調整を簡単に
行なえるようにしたシステムである。そのため、データ
調整回路を上記選択モードＣ及び選択モードＢに設定し
て得られる直交変調出力のスペクトラム情報をモニタし
ながら上記直交変調回路及びベースバンド乗算回路の特
性を調整するように構成されている。 【０００９】 【実施例】次に、この発明について図面を参照しながら
説明する。図１は、この発明による並列ＭＳＫ変調シス
テムの一実施例の構成ブロック図である。入力データ
は、直並列変換回路１においてＩ信号とＱ信号に変換さ
れ、データ調整回路２を経て、ベースバンド乗算回路３
に入力される。ベースバンド乗算回路３の乗算器３１及
び３２は、それぞれ基準正弦波発生回路４からのＣＯＳ
（ωｂｔ）及びＳＩＮ（ωｂｔ）を入力信号と乗算す
る。直交変調回路５の乗算器５１は、乗算回路３１の出
力と搬送波信号ＣＯＳ（ωａｔ）とを乗算する。また、
乗算器５２は、搬送波信号を−π／２移相器５３で−π
／２移相して得られた信号と、乗算器３２の出力信号と
を乗算する。加算器５４は、乗算器５１と５２の出力信
号を加算してＭＳＫ出力を得る。 【００１０】以上のように、直並列変換回路１の出力
は、データ調整回路２に入力される。このデータ調整回
路２は、パターン選択制御信号によって、通常データす
なわち直並列調整回路１で直並列変換されたデータもし
くは後述する他の固定パターン信号を選択し、ベースバ
ンド乗算回路３に入力させる。一方、ベースバンド乗算
回路３には、基準正弦波発生回路４からパターン選択制
御信号により選択された基準正弦波が入力されており、
両信号によって乗算された出力が直交変調回路５に入力
され、ＭＳＫ信号を生成している。 【００１１】データ調整回路２による固定パターンの生
成は、例えば、図２に示すような構成で行える。また、
図３にはその出力が示されている。尚、実際には、２回
路（Ｉ，Ｑチャンネル部）で構成されている。セレクタ
２１には、通常データ（Ｉ，Ｑデータ）と繰り返しデー
タとが入力され、セレクト信号によって一方が選択出力
される。ここで、繰り返しデータとは、前処理タイミン
グ回路で発生するクロックであり、ＩまたはＱのデータ
周期Ｔｂの倍の周期２Ｔｂをもつものである。また、ア
ナログディレイ２２は、データと基準正弦波の位相を合
わせるためのものである。 【００１２】セレクタ２１から出力されるデータの選択
は、パターン選択信号としてのセレクト信号によって行
われ、図３に示すように、パターン選択信号としてのデ
ータ固定信号とセレクト信号との組み合わせにより３つ
のモードを指定している。例えば、セレクト信号が
“Ｌ”でデータ固定信号が“Ｈ”であれば、モードＡが
指定され、通常データがデータ調整回路２の出力とされ
る。また、セレクト信号が“Ｈ”でデータ固定信号が
“Ｈ”であれば、モードＢが指定され、上記繰り返しデ
ータが出力される。更に、セレクト信号が“Ｌ”または
“Ｈ”でデータ固定信号が“Ｈ”であれば、モードＣが
指定され、強制的に固定データ（例えば、Ｌｏｗ）を出
力させる。 【００１３】図４には、図１における基準正弦波発生回
路４の構成例が、図５には、その出力が示されている。
この回路も実際には２回路（Ｉ，Ｑチャンネル部）で構
成されている。サンプリングデータ格納部４１には、図
６に示すような基準正弦波のサンプリング点のデータが
格納されている。Ｉチャンネルの乗算回路へ送られる基
準正弦波を読み出し制御信号によって、＃１，＃２，＃
３…＃８の順にサンプリングデータをセレクタ４２を介
してＩチャンネル側のＤ／Ａコンバータ４３に送るとす
ると、Ｑチャンネル側へは、＃７，＃８，＃１…＃６の
順にサンプリングデータをＱチャンネル側のＤ／Ａコン
バータ４３に送る（選択モードＤ）。セレクタ４２は、
読み出し制御信号（ＨまたはＬ）に応答する読み出し回
路４５によってセレクト制御される。こうすることによ
って、これら２信号の相対位相差は、直交関係を保てる
ことになる。また、Ｑチャンネル側のサンプリングデー
タの順を＃３，＃４，＃５…＃２にすれば、位相を反転
した信号を作ることができる（選択モードＥ）。その関
係図が図７に示されている。またアナログディレイ４６
は、基準正弦波どうしの直交度を調整するためのもの
で、遅延されたクロックがＤ／Ａコンバータ４３にクロ
ックとして供給される。 【００１４】三角関数の加法定理より ＣＯＳ Ａ・ＣＯＳ Ｂ＋ＳＩＮ Ａ・ＳＩＮ Ｂ＝ＣＯＳ（Ａ−Ｂ） （１） ＣＯＳ Ａ・ＣＯＳ Ｂ−ＳＩＮ Ａ・ＳＩＮ Ｂ＝ＣＯＳ（Ａ＋Ｂ） （２） ここで、Ａを搬送波ωａ，Ｂを基準正弦波ωｂとすれ
ば、乗算した結果は（ωａ＋ωｂ）もしくは（ωａ−ω
ｂ）のみが存在することを意味している。つまり、スペ
クトラムアナライザによってその周波数を観測し上記の
条件を満足するように位相シフト回路としての移相器５
３を調整すれば、結果的に搬送波、基準正弦波それぞれ
の直交度がとれていることになる。 【００１５】したがって、基準正弦波発生回路４を選択
モードＤ、データ調整回路２を選択モードＣにすれば式
（１）の条件を、また、基準正弦波発生回路４を選択モ
ードＥにすれば、式（２）の条件を満たすように位相シ
フト回路を調整することができる。さらに、基準正弦波
発生回路４の出力を止めた状態で、データ調整回路２を
選択モードＢにすれば、ベースバンド乗算回路３のバイ
アス回路を調整することにより、データによるスイッチ
ングの動作点をデューティ５０％にすることが可能であ
りスペクトラムアナライザで観測しながら行うことがで
きる。つまり、スイッチング動作点を上記の点にするこ
とは、乗算出力に基本波に対して奇数次の高調波しか存
在しないことを意味している。従って、偶数次高調波を
最も抑圧するように調整することによって、理想的な乗
算器の動作に近づけられ、不要なスプリアスを抑圧する
ことができる。 【００１６】また、データ調整回路２を選択モードＢ、
基準正弦波回路４を選択モードＤもしくはＥにすれば、
ベースバンド乗算出力に残留している基準正弦波や、直
交変調出力に残留している搬送波を抑圧するように調整
することが可能であり、スペクトラムアナライザで観測
しながら行うことができる。 【００１７】以上要するに、この発明では、基準正弦波
及び搬送波の直交度やベースバンド乗算回路の特性の調
整を簡単に行なえるようにするため、データ調整回路２
からベースバンド乗算回路３への出力データとして、通
常のデータ（モードＡ）以外に、繰り返しデータ（モー
ドＢ）と、固定データ（モードＣ）も出力可能に構成す
るとともに、基準正弦波発生回路４からの基準波として
もｓｉｎ、−ｓｉｎ，ｃｏｓ波信号等の信号を選択出力
できるように構成している。 【００１８】すなわち、データ調整回路２の動作モード
をモードＣとすると、ベースバンド乗算回路３に入力さ
れるデータは固定データとなり、ベースバンド乗算回路
３の特性に関係なくなり、直交変調回路５（乗算器５
１，５２等）の特性がＭＳＫ出力を観測することにより
モニタすることができるようになる。したがって、直交
変調回路５の特性起因する搬送波に関するスピリアス成
分を抑圧するべくＭＳＫ出力をモニタしながら調整して
完全な直交特性への調整が可能となる。例えば、完全な
直交変調回路５によれば、ＭＳＫ出力には線スペクトル
データとして基本周波数成分を中心とした奇数高調波成
分が現れるが、直交変調回路５の特性に歪みが存在する
と、偶数高調波成分が混在することになる。したがっ
て、ＭＳＫ出力の周波数情報をスペクトラムアナライザ
等を用いてモニタしながら直交変調回路５を調整して偶
数高調波成分が充分に抑圧されるようにすれば、また、
基準正弦波発生回路４からの基準波出力を用いれば、直
交性の優れた直交変調回路５が得られる。 【００１９】一方、データ調整回路２の動作モードをモ
ードＢと設定すると、データ調整回路２からは“１”と
“０”のデータがベースバンド乗算回路３の乗算器３１
と３２に出力されることになる。乗算器３１と３２は、
データ調整回路２からのデータが“１”のときは基準正
弦波発生回路４からの基準波出力との乗算出力を直交変
調回路５に出力するが、“０”のときは“０”が出力さ
れる。ここで、乗算器３１と３２では、入力データが
“１”であるか“０”であるかを判断するのは閾値との
比較結果で行なうが、この閾値が適切でないとベースバ
ンド乗算回路３の出力に不要なスプリアス成分が混入し
てしまう。そこで、この発明では、ＭＳＫ出力をモニタ
しながら、上記閾値を調整してスプリアス成分が充分抑
圧されるような閾値を設定する。 【００２０】 【発明の効果】以上説明したように、この発明による並
列ＭＳＫ変調システムによれば、スペクトラムアナライ
ザのみを使用するだけで基準正弦波及び搬送波の直交度
やベースバンド乗算回路の調整を専用の治具や測定器を
使用せずに調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による並列ＭＳＫ変調システムの一実
施例を示す構成ブロック図である。 【図２】図１の実施例におけるデータ調整回路の構成例
を示すブロック図である。 【図３】図１の実施例におけるデータ調整回路の出力例
を示す図である。 【図４】図１の実施例における基準正弦波発生回路の構
成例を示すブロック図である。 【図５】図１の実施例における基準正弦波発生回路の出
力例を示す図である。 【図６】この発明の実施例における基準正弦波のサンプ
リング点を示す図である。 【図７】この発明の実施例におけるＩとＱの基準正弦波
位相関係を示す図である。 【図８】従来の並列ＭＳＫ変調システムの構成ブロック
図である。 【符号の説明】 １，１０１ 直並列変換回路 ２ データ調整回路 ３，１０２ ベースバンド乗算回路 ４ 基準正弦波発生回路 ５，１０３ 直交変調回路 ３１，３２，５１，５２，１２１，１２２，１３１，１
３２ 乗算器 ５３，１２３，１３３ −π／２移相器 ５４，１３４ 加算器
施例を示す構成ブロック図である。 【図２】図１の実施例におけるデータ調整回路の構成例
を示すブロック図である。 【図３】図１の実施例におけるデータ調整回路の出力例
を示す図である。 【図４】図１の実施例における基準正弦波発生回路の構
成例を示すブロック図である。 【図５】図１の実施例における基準正弦波発生回路の出
力例を示す図である。 【図６】この発明の実施例における基準正弦波のサンプ
リング点を示す図である。 【図７】この発明の実施例におけるＩとＱの基準正弦波
位相関係を示す図である。 【図８】従来の並列ＭＳＫ変調システムの構成ブロック
図である。 【符号の説明】 １，１０１ 直並列変換回路 ２ データ調整回路 ３，１０２ ベースバンド乗算回路 ４ 基準正弦波発生回路 ５，１０３ 直交変調回路 ３１，３２，５１，５２，１２１，１２２，１３１，１
３２ 乗算器 ５３，１２３，１３３ −π／２移相器 ５４，１３４ 加算器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭61−216555（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−119339（ＪＰ，Ａ)
実開 平１−171146（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】入力データをＩ信号とＱ信号に変換
する直並列変換回路と、 セレクト信号により、通常データを出力する選択モード
Ａ、前記ＩまたはＱ信号のデータ周期の倍の周期をもつ
繰り返しデータを出力する選択モードＢ、予め定めた一
定レベルの固定レベルデータを出力する選択モードＣの
選択モードを有するデータ調整回路と、 正弦波信号、余弦波信号及びその逆極性信号を出力する
基準正弦波発生回路と、 前記データ調整回路からの２つの出力に前記基準正弦波
発生回路からの正弦波信号と余弦波信号をそれぞれ乗算
する第１と第２の乗算回路を有するベースバンド乗算回
路と、 前記第１と第２の乗算回路の出力と搬送波信号と前記搬
送波信号を−π／２移相して得られた信号とをそれぞれ
乗算する第３と第４の乗算回路を有するとともに、前記
第３と第４の乗算回路の出力信号を加算してＭＳＫ出力
を得る加算回路とを有する直交変調回路と、 を備え、直交特性調整時には、前記選択モードＣ及び選
択モードＢに設定して得られる直交変調出力に基づいて
前記直交変調回路及びベースバンド乗算回路の特性を調
整可能に構成されて成ることを特徴とする並列ＭＳＫ変
調システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3244209A JP2823716B2 (ja) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | 並列ｍｓｋ変調システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3244209A JP2823716B2 (ja) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | 並列ｍｓｋ変調システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0563741A JPH0563741A (ja) | 1993-03-12 |
| JP2823716B2 true JP2823716B2 (ja) | 1998-11-11 |
Family
ID=17115388
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3244209A Expired - Fee Related JP2823716B2 (ja) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | 並列ｍｓｋ変調システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2823716B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6268627B1 (ja) * | 2017-09-29 | 2018-01-31 | 株式会社テスコム | ＩｏＴに対応可能な低コストを実現したＦＳＫ変復調回路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61216555A (ja) * | 1985-03-22 | 1986-09-26 | Toshiba Corp | Ｍｓｋ信号の復調装置 |
| US4717894A (en) * | 1986-10-23 | 1988-01-05 | Hewlett-Packard Company | Calibration of vector modulators using a scalar detector |
| JPH0349486Y2 (ja) * | 1988-05-12 | 1991-10-22 |
-
1991
- 1991-08-30 JP JP3244209A patent/JP2823716B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0563741A (ja) | 1993-03-12 |
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