JP2913574B2 - 直流電圧供給回路 - Google Patents

直流電圧供給回路

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電圧供給回路に関
するが、特に、印加された商用電圧の大きさを検出し、
組み合わされた整流回路の作動を調整する商用電源装置
への使用に限定されるものではない。
【０００２】
【従来の技術】世界中には多種類の商用交流電圧があ
る。大まかには、低電圧域（８８−１３２Ｖｒｍｓ）と
高電圧域（１７６−２６４Ｖｒｍｓ）の２つのグループ
がある。世界中で使用できる電源装置を設計して、設計
及び生産を簡便にすると共に、装置を、入手した国と他
の国との間で持ち運べるようにすることが望ましい。こ
のためには、装置を前記両領域での使用に適合できるよ
うにすることが必要である。これを達成する最も単純な
方法として、装置に手動操作による倍電圧／ブリッジ切
替回路を組み合わせていた。操作者は、装置に商用電圧
を印加する前に、切替スイッチを適正位置に設定する。
【０００３】図１４（Ａ），（Ｂ）は、手動により操作
される倍電圧／ブリッジ切替回路を示す。４つのダイオ
ードＤ1 −Ｄ4 が共にブリッジ整流器として接続され
る。交流入力電圧ＶLNが接続点２と４との間で印加され
る。接続点２はダイオードＤ1のアノード側とダイオー
ドＤ2 のカソード側とに接続され、接続点４は、ダイオ
ードＤ3 のアノード側とダイオードＤ4 のカソード側と
に接続される。好ましくは、等しい値の２つのコンデン
サＣ1,Ｃ2 が、ブリッジ整流器の直流出力接続点であ
る、接続点６，８の間に直列に接続される。負荷Ｌは接
続点６，８の間に接続されて、直流出力が供給される。
スイッチＴは、接続点４と２つのコンデンサの間の接続
点１０との間に接続される。図１４（Ａ）に示されるよ
うに、手動スイッチＴを開くと、ダイオードＤ1 −Ｄ4
は従来通りのブリッジ整流器を形成して、コンデンサＣ
1,Ｃ2 で発生した直流出力を平滑化する。これがブリッ
ジ整流モードである。図１４（Ｂ）に示されるように、
スイッチＴを閉じると、ダイオードＤ1,Ｄ2 とコンデン
サＣ1,Ｃ2 は、公知のような組み合わされた倍電圧整流
回路として作動する。ダイオードＤ3,Ｄ4 は、このモー
ドでは不要である。これは倍電圧整流モードである。
【０００４】手動により操作される倍電圧／ブリッジ切
替回路の大きな問題の１つとして、スイッチ位置の確認
を忘れたり、或いは、スイッチ位置を誤って選択したり
することによって、装置が破損したり、そうでなけれ
ば、余分の費用を掛けてこのような破損を防ぐための予
備設計をしなければならないことがあげられる。また、
低域交流入力電圧を自動的に倍電圧整流したり、高域交
流入力電圧を整流するだけの自動倍電圧／ブリッチ切替
回路が知られている。商用電圧レベルの感知は、交流波
形のピーク電圧値を検出し電圧比較器を使用するか、ま
たは、整流された直流入力電圧の大きさを感知して行わ
れる。このような回路は、集積回路か個別部品形状で得
られる。
【０００５】このような集積回路型自動倍電圧／ブリッ
ジ切替回路が、ＳＧＳ−Ｔｈｏｍｓｏｎ Ｍｉｃｒｏｅ
ｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ＳＡ社の米国特許第５１６２９
８４号に開示されている。トライアック又はその同等物
が手動スイッチＴの位置で使用される。トライアック
は、そのゲート端子への負（アクティブロー）パルスの
印加後、２つの主端子間の電圧が最小値以下に下がるま
で導通している。全ての商用電圧ゼロ交差点の後すぐに
ゲートパルスを印加することによって、トライアックは
略短絡回路になる。このような短絡回路の導入により、
図１４（Ａ）に示されるブリッジ整流モードから図１４
（Ｂ）に示される倍電圧整流モードへの切替が提供され
る。
【０００６】交流電圧は、夫々基線電圧より大きい上方
動作範囲と小さい下方動作範囲を継続して変化する電圧
である。基線電圧は交流電圧の時間平均である。商用交
流電圧に関しては、基線電圧はアース（零ボルト）レベ
ルにある。上記米国特許に記載の自動電圧感知切替回路
は、複数の電圧比較器を有する回路である。これらの電
圧比較器は、ピーク電圧値を検出して高域の商用交流入
力電圧を示し、基線交差点を検出してトライアックゲー
トパルス用のタイミング情報を与えるのに使用される。
電圧基準源は、回路内に組み込まれて比較器の電圧基準
点を設定する。商用交流電圧の１／２サイクル毎に複数
のトライアックゲートパルスを発生する手段を設けるこ
とにより、交流線上の雑音又は障害物の存在下における
効果的な点弧を確実に行うことができる。フィルタ回路
が、ピーク電圧検出に使用する電圧からこのような雑音
又は障害物を除去するために設けられる。
【０００７】このような集積回路は小型で信頼できる。
自動電圧感知切替回路の製造費用は、集積回路外部の必
要な構成要素の数を減少させることで削減できる。公知
の自動電圧感知切替回路は、「単一サイクル」感知機構
を採用しており、これは、ピーク電圧レベル感知が、商
用電圧の上方動作範囲のみ又は下方動作範囲のみのどち
らか一方で実行され、他方の動作範囲のデータを引き出
すには線形補外技術が使用されるものである。
【０００８】この制限は、フィルタリング、基線交差検
出及びピーク電圧レベル感知が、自動電圧感知切替回路
の制御回路の２つの直流電源電圧レベルによって限定さ
れた領域内の交流入力電圧の測定表示についてのみ行わ
れることによる。これらは、０Ｖと９Ｖが典型的であ
る。交流入力電圧は、制御回路への入力により減少する
が、０Ｖ、即ち商用電圧の基線に集中するので、測定さ
れた交流電圧の上方及び下方の動作範囲のうち一方だけ
が、ピーク電圧レベル感知の許容域内に入る。
【０００９】図１５には、このような自動電圧感知切替
回路の実施例が示される。倍電圧／ブリッジ切替回路２
０は、スイッチング素子としてトライアックＴを有す
る。接続点２，４は、商用交流電圧のライブ線Ｌと中立
線Ｎに接続されて、交流入力電圧ＶLNを受ける。ダイオ
ードＤ5,抵抗器Ｒ4 及びコンデンサＣが、夫々、ライブ
線Ｌと中立線Ｎとの間に直列に接続される。２つの抵抗
器Ｒ1,Ｒ2 がライブ線Ｌと、コンデンサＣと抵抗器Ｒ4
との間の接続点２２との間に直列に接続される。中立線
Ｎと接続点２２との間の電圧は、コンデンサＣを通る電
圧ＶC である。自動電圧感知切替制御回路２４は、接続
点２２からの第１の入力電圧ＶSSと、中立線Ｎからの第
２の入力電圧Ｖ4 と、抵抗器Ｒ1,Ｒ2 間の接続点２６か
らの第３の合成電圧ＶM とを受けて、トライアックＴの
ゲートＧに、抵抗器Ｒｇを介して出力電圧ＶG Ｔを供給
する。
【００１０】ダイオードＤ5,抵抗器Ｒ4 及びコンデンサ
Ｃは、半波整流器と平滑回路とを形成して、直流供給電
圧ＶC を、自動電圧感知切替制御回路２４に供給する。
ＶSSは、回路のアース電圧と考えられ、中立線Ｎの電圧
より低い電圧ＶC にある（例えば、制御回路内の調整器
で固定された電圧より低い９Ｖ）。交流入力電圧Ｖ
LNは、抵抗器Ｒ1,Ｒ2 を含んで構成される電位分圧器に
印加される。制御回路２４が受ける合成電圧ＶM は、減
少した交流入力電圧であり、ＶLN＝Ｖ2 −Ｖ4 により与
えられる、小さな直流オフセット電圧と置換される。こ
こで、Ｖ2 とＶ4 は、夫々接続点２と４における瞬時電
圧を示す。
【００１１】 ＶLN＝Ｖ2 −ＶSS−Ｖ4 ＋ＶSS ＝Ｖ2 −ＶSS−（Ｖ4 −ＶSS） ＝Ｖ2 −ＶSS−ＶC ＶLN＋ＶC ＝Ｖ2 −ＶSS 〔１〕 また、ＶM ＝（Ｖ2 −ＶSS）×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ） 式１を使用すると、ＶM ＝Ｒ2 （ＶLN＋ＶC ）／（Ｒ1
＋Ｒ2 ）である。
【００１２】このように、測定された交流入力電圧と直
流バイアス電圧は、抵抗Ｒ1 とＲ2の値に依存する。こ
れらの値は、制御回路への０Ｖと９Ｖの直流電圧供給に
関して、ＶM のピーク電圧が、最高可能瞬時線間電圧の
存在の下で９Ｖより小さくなるように選択される。例え
ば、Ｒ1 ＝１ＭΩとＲ2 ＝１８ＫΩの場合、Ｒ2 ／（Ｒ
1 ＋Ｒ2 ）＝０．０１７７となって、２６４Ｖｒｍｓの
交流入力のピーク電圧は、２６４×（２）1/2 ×０．０
１７７＝６．６０Ｖである。制御回路への入力電圧ＶM
は、６．６０Ｖピーク交流電圧であって、０Ｖに殆ど集
中するが、０．０１７７×ＶC ＝０．１６Ｖだけオフセ
ットする。このように、ＶM の正のピーク電圧だけが、
制御回路２４内の入力保護装置により、Ｖ4 ＋０．６Ｖ
からＶSS−０．６Ｖに固定された入力電圧の許容域に入
る。０．１６Ｖの直流オフセット電圧は、合成電圧ＶM
の基線が０．１６Ｖにあることを意味し、例えば、ＶM
が０．０５Ｖと０．２５Ｖを交差した時を検出すること
により、ヒステリシスを含み、基線交差点が検出でき
る。
【００１３】図１６と図１７は、上記入力電圧について
比較動作を行う公知の自動電圧スイッチの入出力信号の
例を示す。測定可能な合成電圧ＶM を得るために、測定
された交流入力電圧ＶINが、入力保護装置によって、領
域Ｒ内に残るように留められる。ＶM が一定閾電圧ＶTP
を超えるとパルスＰＤが発生する。パルスＣＳは、Ｖ M
＞０Ｖである間の時間を表す。この信号の反転信号は、
制御回路２４内で発生する。短パルスはパルスＣＳとそ
の反転パルスの各立ち上がりのエッジで発生し、信号Ｚ
Ｃを構成するために加えられる。そして、これはＶM の
基線交差点、従って商用電圧ゼロ交差点を示す。
【００１４】ピーク検出パルスＰＤは、低域交流電圧の
測定された最高ピーク電圧を超える電圧ＶTPを検出する
ために切替閾値が設定される比較器を使用して、高域交
流入力電圧の上方動作範囲のピーク毎に発生する。例え
ば、ＶTPは、１５６Ｖｒｍｓ交流入力電圧のピーク値で
ある２２０Ｖの瞬時交流入力電圧に相当する。商用交流
電圧は、時々変動するので、閾電圧を注意深く選択しな
ければならず、低域交流入力電圧と高域入力電圧との間
隔を３０Ｖｒｍｓ程度に小さくする必要がある（１４０
Ｖｒｍｓから１７０Ｖｒｍｓ）。
【００１５】このようなピーク検出パルスＰＤは、トラ
イアックパルスＶG Ｔを発生できなくさせる。図１７に
示されるように、ピーク検出パルスＰＤは、合成電圧Ｖ
M が閾値ＶTPを通過しないような低電圧交流入力につい
ては発生しない。上記のように、切替閾値が基線電圧レ
ベルである比較器は、比較信号ＣＳを発生する。その逆
パルスもまた発生し、短パルスが、パルスＣＳとその逆
パルスの両者の各立ち上がりのエッジで発生する。これ
ら短パルスの合計が商用電圧ゼロ交差表示信号ＺＣであ
る。
【００１６】内部ロジックが、他方の動作範囲に関する
対応データを補外して、各商用電圧のゼロ交差点後一定
の遅れでトライアックゲート点弧パルスＶG Ｔを発生す
るのにパルスＰＤを使用する。電圧レベル検出は、図１
６と図１７の許容域Ｒ、即ち、電源電圧のどちらか一方
の側０．６Ｖに合成電圧ＶM を制限する入力保護装置に
よって、１サイクルにつき１動作範囲のみに制限され
る。このことにより、波形の１サイクル毎の他方の動作
範囲、本例では負の動作範囲、についての測定実施のど
んな可能性も排除される。
【００１７】制御回路２４に組み込まれる回路は、ブリ
ッジ整流モードから倍電圧整流モードに切換る前に、少
なくとも２つの商用電圧サイクルの外見上の電圧域の変
化を確認して、交流入力電圧の短時間の降下後に高域交
流入力電圧を倍電圧化する可能性を回避する。フィルタ
が制御回路内に入れられて、グリッチ，弛み，スパイク
や電圧サージによる影響を削減する。これは、領域Ｒ内
にある入力電圧にのみ効果がある。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、商用交流電圧
入力信号の半周期のみについてフィルタリングと電圧レ
ベル感知を行うことができるというこの回路に課せられ
る制限により、いくつかの不都合が生じる。波形の半分
のみについての電圧振幅感知であるため、交流入力の未
感知動作範囲の間に現れる高商用電圧の１サイクル全体
を倍電圧化する可能性がある。非倍電圧化モードへのタ
ーンオフは、感知後の次の基線交差が交流入力サイクル
の感知動作範囲について行われるまで生じない。このこ
とは、直流出力電圧が１サイクル全体の間で交流入力電
圧の２倍になり、商用電圧の１サイクル全体の電圧が使
用される装置の定格、例えば直流４８０Ｖをはるかに超
えるため、内部の平滑コンデンサＣ1,Ｃ2 と負荷Ｌを破
損させることになる。
【００１９】更に、上記フィルタリングは、半波には効
果がなく、制御回路が、交流入力波の未感知部分にかか
る上記過渡電圧により生じる損傷を受けやすい。今日ま
で、これらの欠点は見逃されてきた。例えば、米国特許
第４６６５３２３号に開示されているように、交流入力
電圧の直流整流バージョンの検出を使用する自動電圧感
知切替回路が知られているが、これらは、集積回路に入
れることのできない付加的な高電圧ダイオード、平滑コ
ンデンサや出力抵抗器を必要とするため、複雑で高価な
解決法を導くという不都合がある。
【００２０】また、個別形状での自動電圧感知切替回路
がある。この回路は、ツェナーダイオードに対して基準
化された１つの入力側を備えて、ツェナーダイオードに
より決定された一定の上限又は下限値を超える整流され
た又は測定された交流電圧を検出する電圧比較器と、必
要なときにトライアックゲート点弧パルスを発生する回
路とを有する。
【００２１】本発明の目的は、最小限の個別部品を使用
して交流電圧を整流する一方、感知精度を改善して回路
の製造費用及び複雑さを削減するための直流電圧供給回
路を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明は、商用
交流電圧の正及び負の両１／２サイクル中で電圧レベル
感知を行う。これは、商用交流電圧の１サイクル全体に
ついて、全合成電圧を直流電源電圧により決定された範
囲内にすると共に、電圧レベル検出及び１サイクル全体
の波形フィルタリングを行うために、合成電圧の直流オ
フセット電圧を調整することにより達成される。
【００２３】本発明の一態様によれば、直流電圧供給回
路は交流電圧を整流し、本質的に一定値の直流出力電圧
を供給するために設けられる。この直流電圧供給回路
は、複数の作動モードを有し交流電圧を整流する制御可
能な整流回路と、上側及び下側供給電圧が供給され前記
制御可能な整流回路を制御するための動作範囲のピーク
値を上方及び下方範囲内で検出するための制御回路と、
前記交流電圧と前記上側直流供給電圧をそれぞれ受信す
るように接続される各入力端と、制御回路に合成電圧を
供給するように接続される出力端を有する電圧シフト／
測定回路とを有する。電圧シフト／測定回路は、入力さ
れた交流電圧を測定し、この計測値を所定の直流オフセ
ット電圧に加算して前記合成電圧の上方及び下方動作範
囲を前記上側と下側供給電圧の間に位置させ、前記制御
回路が、前記上側と下側供給電圧の間に存在する上限値
及び下限値のそれぞれと前記合成電圧の交差を検出して
上方及び下方動作範囲の両方のピーク値を検出できるよ
うにする。入力された交流電圧が０Ｖ以外の基線を有す
る場合、基線電圧も測定されて、測定された交流入力電
圧内に入れられる。合成電圧は、直流オフセット電圧と
測定された交流入力電圧の合計である。
【００２４】このような直流電圧供給回路は、交流電圧
値の少なくとも２つの別個の領域内で作動できる。制御
回路の出力は、印加された交流電圧を含む領域を示す。
制御可能な整流回路は、交流電圧値の個別の領域数と等
しい作動モード数を有し、制御可能な整流回路の作動モ
ードは示された領域に応じて選択される。基線交差検出
回路を入力交流電圧が基線と交差する時期を検出するた
めに設けてもよく、制御可能な整流回路は、作動モード
を選択するためのスイッチ、例えば、トライアックを有
する。そして、基線交差検出回路はスイッチへの制御信
号を発生するのに使用される。これらの制御信号は、ス
イッチがトライアックの場合、パルスである。制御可能
な整流回路は２つの作動モードを持つ倍電圧／ブリッジ
整流器であってもよい。
【００２５】予め選択される必要な直流オフセット電圧
が、制御回路に供給される直流電源電圧から生じるのに
対して、測定される交流入力電圧は、交流入力電圧と、
電圧検出回路の１つの供給電圧との間に位置する抵抗ま
たは容量分圧器ネットワークにより供給される。そし
て、直流オフセット電圧は、抵抗分圧器要素の１つを介
して直流電流を制御することにより選択される。
【００２６】制御回路は、検出される閾値にそれぞれ対
応する複数の電圧基準を受ける複数の電圧比較器を有す
るのが好ましい。本発明の一実施例において、基準電圧
は、それぞれ、可変電圧である合成電圧の基線を追従す
る電圧として決定され、ＶCの変化に依存しない、固定
電圧のままである。従って、本発明の別の態様により、
アース電圧に対して一定の基準電圧を発生する基準電圧
発生器を有する電圧発生回路と、固定電圧を供給するた
め基準電圧に一定倍数を乗算する電圧増倍回路と、固定
電圧を変動電圧だけオフセットするオフセット回路とが
提供される。
【００２７】このような回路に、基準電圧と直流オフセ
ット電圧の両方を受けるように接続されて、基準電圧Ｖ
BGの所定倍数を差し引いた予め選択された直流オフセッ
ト電圧と等しい出力電圧を発生する第１演算増幅器を設
けてもよい。第２演算増幅器は、第１抵抗を介して第１
演算増幅器の出力側と接続される一方の入力側と、予め
選択された直流オフセット電圧を受けるように接続され
る他方の入力側とを有する。第２演算増幅器は、第２抵
抗を介して、前記一方の入力側と接続される出力側を有
する。第１と第２の抵抗は等しいのが好ましい。このよ
うに、第２演算増幅器は、基準電圧ＶBGの所定倍数を加
えた予め選択された直流オフセット電圧と等しい出力電
圧を発生する。第１と第２の抵抗が第１演算増幅器の出
力側と第２演算増幅器の出力側との間に接続される一組
の接続点を有する抵抗分圧器ネットワークにより供給さ
れることによって、異なる要求電圧基準が各接続点で得
られる。
【００２８】代わりに、本発明の更に別の態様によれ
ば、基準電圧発生回路を設けてもよい。この基準電圧発
生回路は、１つの回路ブランチの２つの直列部を介して
同一電流を発生する固定基準電流発生器を有しており、
少なくとも１つの直列部は抵抗素子を有し、２つの直列
部間の接続点は変動電圧を受けるように接続される。変
動電圧は、回路への電源電圧の一部分である。回路ブラ
ンチは、回路への電源電圧とアース電圧との間にそれぞ
れ接続される第１チャネル型の第１トランジスタと、抵
抗素子と、第２チャネル型の第１トランジスタとを有す
る。
【００２９】
【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面を参照して
詳細に説明する。図１は、本発明による回路の作動に伴
う入出力信号を示し、２つの場合、即ち、高域交流入力
電圧が印加される第１の場合（図１（Ａ））と、低域入
力電圧が印加される第２の場合（図１（Ｂ））を示す。
測定された交流入力電圧が、直流オフセット電圧ＶDCに
よりシフトされて、合成電圧ＶMH，ＶMLが生じる。上限
電圧ＶPHと下限電圧ＶPLが定められる。制御回路への入
力電圧の許容域Ｒが示される。高電圧域合成電圧ＶMHが
回路に印加されると、合成電圧ＶMHが上限電圧ＶPHを超
えた時に正のピーク検出パルスＰ1 が生じ、合成電圧Ｖ
MHが下限電圧ＶPL以下に下がった時に負のピーク検出パ
ルスＰ2 が生じる。閾値は、内部電圧基準を使用して回
路内に固定される。合成電圧ＶMH，ＶMLの基線電圧との
交差を検出するために設けられた比較器を使用して、ど
んな交流入力レベルであっても、商用電圧ゼロ交差指示
信号ＺＣは、合成電圧ＶMH，ＶMLが基線電圧を交差する
毎にパルスを発生する。交流入力電圧が０Ｖの基線であ
るときには、ＶM の基線電圧は直流オフセット電圧ＶDC
と等しい。このように、タイミングと電圧レベルの情報
が、交流サイクル全体について得られる。ピーク検出パ
ルスＰ1 ，Ｐ2 が発生した時、トライアックゲートパル
スは発生せず、トライアックゲート電圧ＶG Ｔは高い状
態（不活性）のままである。低域交流入力については、
合成電圧ＶMLが上限或いは下限電圧ＶPH, ＶPLのいずれ
とも交差しないので、ピーク検出パルスは発生せず、商
用電圧ゼロ交差指示パルスＺＣの後一定時間でアクティ
ブローのトライアックゲートパルスＶG Ｔが発生する。
ヒステリシスが、各ピーク又は基線交差検出に含まれ
て、雑音検出を回避すると共に、トライアック安定のた
めのシステムレベルヒステリシスを提供する。
【００３０】合成電圧ＶMH，ＶMLの測定比率と直流オフ
セット電圧ＶDCが選択されて、最高可能交流入力であっ
ても、制御回路により使用される合成電圧ＶMHが、その
全サイクルについて許容域Ｒ内にあるようにする。その
後、ピーク検出は交流入力の正の半サイクルと負の半サ
イクル中に行われる。要求直流オフセット電圧ＶDCは、
予め知られた値の直流電流を、予め知られた値の限定抵
抗を介して流し、得られた電位と商用交流入力電圧表示
を加算することにより得られる。
【００３１】図２は、本発明による自動電圧感知切替回
路を示す。この回路は、図１５と略同様であり、同様の
構成には同一の参照記号を付す。抵抗器Ｒ3 が、接続点
２６と交流入力中立線Ｎとの間に設けられる。制御回路
としての自動電圧感知切替制御回路３０は、図１５の制
御回路２４の機能に加えて、交流入力電圧ＶLNの正及び
負の動作範囲間の電圧レベル検出を可能にする機能を有
する。
【００３２】交流入力電圧ＶLNは、抵抗器Ｒ1 ，Ｒ2 か
らなる抵抗分圧器を使用して測定される。抵抗器Ｒ3 は
回路内に含まれて、合成電圧ＶM の直流オフセット電圧
を増大させるために、抵抗分圧器の抵抗器Ｒ2 を介し
て、付加直流電流を制御回路に供給する。このような直
流電流は、直流電源電圧ＶSSにより、制御回路に便宜的
に供給され、この場合には、簡単な半波整流用ダイオー
ドＤ5 及びコンデンサＣと抵抗器Ｒ4 からなる平滑回路
とを使用して交流入力電圧から供給される。
【００３３】抵抗器Ｒ3 の値は、制御回路３０の電源電
圧ＶSS，Ｖ4 の平均値と等しい直流バイアス電圧ＶDCを
達成するようなものが好ましい。交流入力電圧が０Ｖの
基線を有することを条件として、合成電圧ＶM を許可域
の中央点に位置させるには、回路３０への９Ｖ供給と共
に、ＶC ／２＝４．５Ｖの直流オフセット電圧が合成電
圧ＶM に要求される。直流オフセット電圧は、交流入力
電圧ＶLN＝０Ｖのとき、ＶM の値である。
【００３４】上記のように、Ｒ1 ＝１ＭΩ及びＲ2 ＝１
８ＫΩのとき、微量の電流が抵抗器Ｒ1 を介して流れ、
抵抗器Ｒ2 ，Ｒ3 が電圧ＶSSと中立線電圧Ｖ4 との間に
直流電圧分圧器を効果的に形成する。このため、 ＶC ×Ｒ2 ／（Ｒ2 ＋Ｒ3 ）＝ＶC ／２ が要求される。即ち、Ｒ3 ＝Ｒ2 で、Ｒ3 ＝１８ＫΩを
与える。
【００３５】図３は、図２の回路の抵抗分圧器及び直流
バイアス回路の簡易化された電流ループ図を示す。電流
Ｉ1 は電圧源ＶLNで表示される交流入力線から流れて、
電圧源ＶC （コンデンサＣを表す）を通り、抵抗器
Ｒ2 ，Ｒ1 を経由して交流入力線に戻る。電流Ｉ2 は電
圧源ＶC から流れて、抵抗器Ｒ3 ，Ｒ2 を介して電圧源
Ｖ C に戻る。電流Ｉ3 は電圧源ＶC から流れて、抵抗器
Ｒ2 を介して制御回路３０のＶM 入力側に入る。
【００３６】図の電流ループにキルヒホッフの法則を適
用し、微量の制御回路入力バイアス電流Ｉ3 を無視する
と、 ＶM ＝Ｒ2 （Ｉ1 −Ｉ2 ） 〔２〕 ＶLN＝ＶC ＋（Ｉ1 −Ｉ2 ）Ｒ2 ＋Ｉ1 Ｒ1 〔３〕 ＶC ＝Ｉ2 Ｒ3 ＋（Ｉ2 −Ｉ1 ）Ｒ2 〔４〕 となり、これらから、以下の式が導かれる。
【００３７】 ＶLN−ＶC ＝Ｉ1 （Ｒ1 ＋Ｒ2 ）＋Ｉ2 （−Ｒ2 ） 〔５〕 ＶC ＝Ｉ1 （−Ｒ2 ）＋Ｉ2 （Ｒ2 ＋Ｒ3 ） 〔６〕 式〔５〕と〔６〕に、ボルト，ＫΩ及びｍＡの単位を用
い、ＶC ＝９Ｖ，Ｒ2＝Ｒ3 ＝１８ＫΩの公知の値を代
入すると、以下のようになる。 ＶLN−９Ｖ＝Ｉ1 （１０１８）−１８Ｉ2 〔７〕 ９Ｖ＝−１８Ｉ1 ＋３６Ｉ2 〔８〕 式〔７〕の条件に２を乗じて式〔８〕に加算すると、Ｉ
2 は消去され、結果として以下のようになる。
【００３８】 ２ＶLN−９＝２０１８Ｉ1 ； Ｉ1 ＝（２ＶLN−９）／２０１８
〔９〕 この結果を証明するために、ＶM で現れるピーク電圧が
演算されて、ピーク電圧がＶSSとして示される０Ｖと９
Ｖとの間の許容域内にあることを確認する。従って、Ｖ
LN＝３７３Ｖとして、式
〔９〕により、Ｉ1 ＝０．３６
６ｍＡとなり；これを式〔８〕に代入すると、Ｉ2 ＝
０．４３３ｍＡとなる。
【００３９】式〔２〕から、ＶM ＝１．２１３Ｖである
から、ＶSS以上で許容域内となる。最も大きい負の瞬時
入力電圧についての同様の演算は、ＶLN＝−３７３Ｖの
ときで、ＶM ＝７．８７Ｖなので、中立線電圧以下で許
容域内となる。これは、交流電圧が許容域内の中央に集
まると共に、交流入力の全サイクルが、抵抗器Ｒ1,Ｒ2,
Ｒ3 の適宜に選択された抵抗値で許容域内に留まること
を意味する。抵抗器Ｒ3 を設けると、交流入力電圧の測
定因子は、 Ｒ2 IIＲ3 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 IIＲ3 ）である。
【００４０】図４は本発明の第２実施例を示す。回路
は、図２の回路と略同様であり、同様の構成には同一の
参照記号を付す。交流入力電圧ＶLNがコンデンサＣ3,Ｃ
4 からなる容量分圧器を使用して測定される。コンデン
サＣ3 は、コンデンサＣ4 より非常に小さいインピーダ
ンス値を有するように選択されて、波高値９Ｖより小さ
い合成電圧ＶM の交流成分を提供する。例えば、Ｃ4 ＝
０．０１２Ｃ3 を選択することにより、コンデンサＣ3
のインピーダンスは、コンデンサＣ4 のインピーダンス
の０．０１２倍となり、２６４Ｖｒｍｓ商用交流電圧の
ピーク電圧でコンデンサＣ3 で発生する電圧は２６４×
（２）1/2 ×（０．０１２／１．０１２）＝４．４Ｖと
なる。コンデンサＣ 3,Ｃ4 からなる容量分圧器の使用
は、入力交流電圧からどんな直流成分も除外するので、
０Ｖの基線電圧を有すると考えられる。抵抗器Ｒ5 ，Ｒ
6 からなる抵抗分圧器は直流電源電圧Ｖ4 ，ＶSSを横切
って回路に配置されて、合成電圧ＶM の直流オフセット
電圧を供給する。２つの電源電圧の平均と等しいオフセ
ット電圧を供給するには、２つの抵抗器Ｒ5 ，Ｒ6 は等
しい値でなければならない。
【００４１】そして、制御回路３０に供給される合成電
圧ＶM は、 ＶM ＝Ｃ4 ・ＶLN／（Ｃ4 ＋Ｃ3 ）＋Ｒ5 ・９／（Ｒ5
＋Ｒ6 ） である。制御回路への電源電圧が０Ｖ（ＶSS）と９Ｖ
（Ｖ4 ）の場合、交流入力電圧は波高値９Ｖより小さく
なるようにコンデンサＣ3,Ｃ4 により測定され、抵抗器
Ｒ 5,Ｒ6 による直流オフセット電圧により移されて、負
の最大ピークが０Ｖより大きく、正のピークが９Ｖより
小さい合成電圧ＶM を発生するようにしなければならな
い。
【００４２】同様の演算が、使用することが考えられる
他のどんな種類の自動電圧感知切替回路についても実行
できる。上記本発明の２つの実施例においては、ピーク
電圧レベルと商用交流電圧ゼロ交差点は、合成電圧ＶM
を複数の電圧比較器に印加することにより検出される。
各電圧比較器には、ピーク電圧を検出するための閾値を
表す電圧基準点又は基線交差点が与えられる。要求基準
電圧は、適宜に増幅されたバンドギャップ電圧基準を使
用して設定されて、ＶSSのようなアース電位を伴う。バ
ンドギャップ電圧基準の増幅された出力は、固定された
抵抗分圧器によって分割されて、一組の複数基準電圧を
発生する。電圧比較器と電圧増幅器の入力電圧要求によ
り、合成電圧ＶM の値の許容域は（Ｖ4 −０．６Ｖ）と
（ＶSS＋０．６Ｖ）との間に制限することができる。
【００４３】この方法は、図４のコンデンサＣにおける
電圧ＶC のどんな変化も、電圧ＶCから生じる直流成分
ＶDCを含む合成電圧ＶM の大きさに影響されるという問
題点がある。電圧ＶC のこのような変化は、コンデンサ
Ｃの電荷を更に流出させる繰り返されるトライアック点
弧パルス発生の可能性だけでなく、コンデンサＣの充電
を減少させる商用交流電圧の変動中のコンデンサＣの放
電によっても生じる。このような、商用交流電圧の変動
は、合成電圧ＶM の交流成分の大きさよりも、電圧ＶC
の値により大きく影響する。電圧ＶC が入力交流電圧と
は別のものによって発生する場合、同一直流電源に接続
される他の回路の電流流出の変化もまた、電圧ＶC に変
化を生じさせる点で不都合である。
【００４４】しかしながら、増幅されたバンドギャップ
電圧であって、アース電位を伴う基準電圧は、電圧ＶC
の変化には依存しないので、この電圧のどんな変化にも
影響されない。このことは、交流電圧の大きさとゼロ交
差点の測定を狂わせることになる。図５は、生じた問題
点を示す図である。合成電圧ＶM は、高域交流入力電圧
の期間中の制御回路に印加される電圧を表す。合成電圧
ＶM は、ｔｐ1,ｔｐ2,ｔｐ 3 の時点で正のピークを有
し、ｔ’ｐ1,ｔ’ｐ2 の時点で負のピークを有する。上
方及び下方ピーク検出閾値ＶTH, ＶTLを含み、ヒステリ
シス用として任意の付加閾値Ｖ’TH, Ｖ’TLを有する。
合成電圧ＶM とこれら閾値との交差により、ピーク検出
パルスＰ1,Ｐ2 が発生する。比較信号ＣＳは、合成電圧
ＶM が基線交差検出閾値ＶZC, Ｖ’zcと交差する毎に状
態を変化させる。
【００４５】電圧ＶC の降下ΔＶC はｔΔの時点で発生
する。制御回路３０により監視される合成電圧ＶM はＶ
C ／２と等しい直流オフセット電圧ＶDCを含むので、Δ
ＶC／２だけ降下する。このため、ｔｐ2 時点で発生す
る正のピーク電圧は、正のピーク検出閾値であるＶTH
と交差しない。このため、信号Ｐ1 にはピーク検出パル
スは存在せず、高電圧入力のピークは検出されない。負
のピーク電圧がｔ’ｐ 2 時点で発生すると、閾値ＶTL,
Ｖ’TLとそれまでより早く交差し、そして遅く交差し、
信号Ｐ2 に通常のパルスより長いパルスを発生させる。
電圧ＶC は、次の正のピークであるｔｐ3 の時点までに
十分回復しないので、信号Ｐ1 のピーク検出パルスは縮
小した幅であり、その上昇及び下降エッジは、他のサイ
クルのエッジとは位相を異にする。同様に、電圧ＶC の
減少するこの期間中、電圧ＶZC,Ｖ’ZCの交差により検
出された基線交差点は、他のサイクルの点とは位相を異
にし、商用交流入力電圧がゼロ電圧レベルと実際に交差
する位置とは一致しない。
【００４６】図６は、電圧ＶC により決定される回路供
給電圧からの基準電圧の非依存性の別の結果を示す図で
ある。ＶM は、低域交流入力電圧が存在する間に、制御
回路に供給される合成電圧である。電圧ＶM が閾値ＶTH
又はＶTLを超えないので、ピーク検出信号Ｐ1,Ｐ2 はい
ずれもパルスを発生しない。自動倍電圧／ブリッジ切替
回路は、倍電圧整流モードにある。しかしながら、図５
に示されるように、ｔΔの時点で、電圧ＶC はΔＶC 分
だけ下降する。上述のように、合成電圧ＶM の大きさは
減少して、ｔ’Ｐ 2の時点の負のピークにおいては、下
限閾値ＶTLと交差し、信号Ｐ2 はパルスを発生し高域電
圧を示す。これにより、倍電圧モードが即座に停止され
て、整流回路の出力電圧の一時的な減少が生じる。同様
の問題が電圧ＶC の値、従って電圧ＶDCの値の一時的な
増加中に起きる。この性質は、システムレベル性能には
受け入れることができないものである。
【００４７】電圧基準回路について以下に述べる。この
回路では、基準電圧が電源電圧ＶCの大きさの変化の影
響を受けて、各基準電圧と、合成電圧ＶM の直流成分Ｖ
DCとの間に固定電圧が常に存在する。これは、基準電圧
が合成電圧ＶM の直流オフセット電圧ＶDCに追従するの
を保証することにより達成される。上記の例に関して、
この電圧はＶC ／２でよい。しかしながら、直流成分
は、ＶM の全体可能域が適切な許容域内にあるように選
択されたＶC のどんな部分でもよい。
【００４８】ＶM の決定は、ＶM ＝Ｖc ／２＋ｎ・ＶLN
で表される。ここで、ｎは、ＶLNの最高予測値に関し
て、ＶM の全域がＶ4 の公称値とＶSSの公称値との間の
領域に存在するように適宜に選択された分数である。ピ
ーク及びゼロ交差検出のために検出するのが必要な電圧
は、交流入力電圧Ｖ LNの一定値と一致するので、これら
の電圧は、ｎ・ＶLN値と一致する定基準電圧の交差を検
出することにより検出できる。直流オフセット電圧ＶDC
を追従するものとしての各基準電圧を決定することによ
って、ｎ・ＶLNの要求一定値である一定固定電圧Ｖp を
加えて、要求基準電圧が得られる。そして、これらの基
準電圧は、直流オフセット電圧ＶDCが変化すると、その
大きさを変化させる。直流オフセット電圧ＶDCと一定固
定電圧ＶP は両者ともアース電圧ＶSSに関連する。基準
電圧の通過は、 ＶM ＝Ｖc ／２＋ｎ・ＶLN＝ＶC ／２＋ＶP ； ｎ・ＶLN＝ＶP に相当する。
【００４９】図７は、電圧基準回路の要求機能を示す図
である。この例では、全ての必要基準電圧ＶTH, Ｖ’
TH, ＶZC, Ｖ’ZC，Ｖ’TL, ＶTLはＶC ／２又はＶDCが
とる他の値の変化を追従する。電圧ＶC が変化すると、
全ての基準電圧の値は、各基準電圧とＶDCとの間で一定
差異を保持しながら変化する。上記の増幅されたバンド
ギャップ基準のような電圧基準源は、アース電圧ＶSSに
対して一定の電圧ｘ・Ｖ BGを供給する。しかしながら、
電圧ｘ・ＶBGは、ＶDCについて考慮した場合には、大き
さが変化する。
【００５０】図８は、このような電圧基準を包含した回
路を示す。緩衝増幅器Ａ１は 直流オフセット電圧ＶDC
を受けて、抵抗器Ｒ7,Ｒ8,Ｒ9 を含んで構成される抵抗
分圧器ネットワークの中心の接続点４０に前記電圧ＶDC
を供給する。複数の接続点４２，４４，４６，４８がこ
の抵抗分圧器ネットワークから取り出される。このネッ
トワークは直列に接続され、正の最大供給電圧Ｖ4 にも
接続する互いに直列に接続された２つのｐ−チャネルＭ
ＯＳトランジスタＱＰ１，ＱＰ２と、アース電圧ＶSSに
も接続する互いに直列に接続された２つのｎ−チャネル
ＭＯＳトランジスタＱＮ１，ＱＮ２と共に第１の回路ブ
ランチを形成する。
【００５１】第２の並列回路ブランチは、Ｖ4 とＶSSと
の間で各々直列に接続された、２つのｐ−チャネルＭＯ
ＳトランジスタＱＰ３，ＱＰ４と２つのｎ−チャネルト
ランジスタＱＮ３，ＱＮ４を有する。ｐ−チャネルトラ
ンジスタＱＰ３，ＱＰ４は、それぞれトランジスタＱＰ
１，ＱＰ２のゲート及び自分のソース端子に接続するゲ
ートを有する。ｎ−チャネルトランジスタＱＮ３，ＱＮ
４は、トランジスタＱＮ１，ＱＮ２のゲートと夫々接続
するゲートを有する。
【００５２】第３の並列回路ブランチは、直列のｎ−チ
ャネルＭＯＳトランジスタＱＮ５，ＱＮ６で構成され、
トランジスタＱＮ６のソースはアース電圧ＶSSに接続さ
れ、トランジスタＱＮ５のドレーンは、定電流発生器Ｉ
Ｇの出力側に接続され、定電流発生器ＩＧは、トランジ
スタＱＮ５，ＱＮ６を介して定電流Ｉｒｅｆを発生す
る。トランジスタＱＮ５，ＱＮ６のゲートは、トランジ
スタＱＮ３，ＱＮ４のゲートと夫々接続すると共に、自
分のドレーン端子にも接続する。
【００５３】定電流発生器ＩＧは、基準電流Ｉｒｅｆを
２つのｎ−チャネルトランジスタＱＮ５，ＱＮ６を介し
て流す。これらのトランジスタは、トランジスタＱＮ
３，ＱＮ４とのカレントミラーとして夫々接続される。
このため、同一電流Ｉｒｅｆ’が第２回路ブランチを流
れる。この第２回路ブランチは、４つのトランジスタＱ
Ｐ３，ＱＰ４，ＱＮ３，ＱＮ４で構成され、それぞれが
第１回路ブランチ内の対応するトランジスタとカレント
ミラーとして接続される。
【００５４】第１回路ブランチは、トランジスタＱＰ
１，ＱＰ２と抵抗器７，接続点４０までの抵抗器８とを
有する上方部分と、接続点４０からの抵抗器８，抵抗器
９とトランジスタＱＮ１，ＱＮ２とを有する下方部分を
含んで構成される。トランジスタＱＰ３，ＱＰ１，ＱＰ
４，ＱＰ２を含んで構成されるカレントミラーは、Ｉｒ
ｅｆと等しい電流Ｉｒｅｆ''を発生して、第１回路ブラ
ンチの上方部分に送る。トランジスタＱＮ３，ＱＮ１，
ＱＮ４，ＱＮ２を含んで構成されるカレントミラーは、
Ｉｒｅｆと等しい電流Ｉｒｅｆ''' を発生して、第１回
路ブランチの下方部分に送る。このように、同一電流が
第１回路ブランチの各部分に流れ、増幅器Ａ１の出力側
の内外には電流は流れない。
【００５５】緩衝増幅器Ａ１の出力側は、接続点４０で
電圧ＶDCを保持する。各接続点４２，４４，４６，４８
での電圧は、電圧ＶDC±Ｉｒｅｆ・Ｒｔに保持される。
ここで、Ｒｔは前記各接続点と接続点４０との間の総抵
抗である。このため、全て調整可能な抵抗器Ｒ7,Ｒ8,Ｒ
9 の適宜な値を選択することにより、直流成分ＶDCにつ
いて、正確な基準電圧が所望の値で得られる。各接続点
と接続点４０との間の電位差は、定電流源出力Ｉｒｅｆ
と抵抗器Ｒ7,Ｒ8,Ｒ9 の調整及び値により固定される。
ＶDCより大きい電圧のみ又はＶDCより小さい電圧のみが
要求される場合は、抵抗器は第１回路ブランチの上方部
分又は下方部分のいずれかのみに必要である。
【００５６】各反射段階（カスコード段階）での直列の
２つのカレントミラーの使用によって、単一のカレント
ミラーを使用して達成されるよりも高い整合精度が保証
される。この回路はＶDC±ＶP の要求電圧基準を供給で
きるが、集積化された時は、温度による抵抗値変化と共
に、抵抗器の絶対値の変化による影響を受ける。電流源
ＩＧとトランジスタは整合エラーと公差偏差による影響
を受ける。
【００５７】図９は、要求される機能を実施でき、上記
制限に影響されない電圧基準用の第２回路を示す。バン
ドギャップ電圧基準ＢＧは、電圧ＶC の差を有する２つ
の利用可能な電源電圧Ｖ4,ＶSSにより供給される。その
出力電圧ＶBGは、出力が電圧ＶBGである緩衝増幅器Ａ２
の入力側に供給される。抵抗器Ｒ10, Ｒ12を有する抵抗
分圧器ネットワークは、直流電圧Ｖi を演算増幅器Ａ３
の非反転入力側に供給する。演算増幅器Ａ３の反転入力
側は、緩衝増幅器Ａ２の出力側に抵抗器Ｒ13を介して接
続される。帰還抵抗器Ｒ14は、演算増幅器Ａ３の出力
（電圧Ｖ0 ）と反転入力側との間に接続される。通常の
演算増幅器であるため、反転入力は、非反転入力と同じ
電圧である。
【００５８】電圧基準ＢＧの出力電圧ＶBGは電圧ＶSSに
対して固定値であり、供給電圧ＶCのどんな変動にも依
存しない。Ｖi はＶSSに関してＶ4 の一部であるため、
供給電圧ＶC のどんな変化にも比例する。抵抗器Ｒ13,
Ｒ14を経由する電流（等しいと思われる）を考慮する
と、 （Ｖi −ＶBG）／Ｒ13＝（Ｖ0 −Ｖi ）／Ｒ14 Ｖi （１＋Ｒ14／Ｒ13）−ＶBG（Ｒ14／Ｒ13）＝Ｖ0 である。
【００５９】この式において、Ｖi はＶDCに相当する直
流オフセット電圧であり、ＶBGは固定電圧ＶP に相当す
る。このように、演算増幅器Ａ３は電圧ＶBGに（Ｒ14／
Ｒ13）を乗算して固定電圧ＶP を得ると共に電圧ＶDCに
よる電圧ＶP のオフセットを行っている。例と一致させ
るために、ＶDC＝ＶC ／２とすると、 Ｖi （１＋Ｒ14／Ｒ13）＝ＶC ／２； Ｖi ＝（ＶC ／２）・Ｒ13／（Ｒ13＋Ｒ14） となる。これは、Ｒ12＝Ｒ13とＲ10＝２・Ｒ14＋Ｒ13に
固定することにより行われる。
【００６０】Ｖi は、ＶC に直接に比例し、増幅器Ａ３
の出力側でＶC ／２の成分を供給するので、電圧ＶC の
変化ΔＶC は増幅器Ａ３の出力側で変化ΔＶC ／２とな
る。ＶBG成分は電圧ＶC の変化には影響されず、ＶSSに
対して要求基準電圧ＶBGを供給する。このため、増幅器
Ａ３の出力電圧はＶC より小さい電圧ＶP である。電圧
基準ＢＧの正確な作動を保証するように要求されるの
で、最小電圧が維持されることを条件として、電圧ＶC
にどんな変化があっても、電圧ＶP は変化しない。この
最小電圧は約４・（１／２）・Ｖである。このため、増
幅器Ａ３の出力側は、電圧ＶDCで変化はするが、電圧Ｖ
C の変化に対して非依存の電圧ＶDCに関しては固定値を
維持する電圧基準を供給する機能を果たす。
【００６１】本回路は、ＶDC以下のどんな電圧も発生さ
せる。ＶDC以上の要求基準電圧を供給するために反転緩
衝増幅器を使用する。図１０は、ＶBG以上の閾電圧を供
給するのに使用される反転緩衝増幅器を示す。演算増幅
器Ａ４は、電圧ＶDCを入力する非反転入力側を有し、こ
の非反転入力電圧は、電源との間の抵抗分圧器により設
定される。抵抗器Ｒ 15 が増幅器Ａ４の反転入力側と図９
の増幅器Ａ３の出力側との間に接続され、抵抗器Ｒ 16 が
増幅器Ａ４の反転入力側と出力側との間にそれぞれ接続
される。
【００６２】図９の増幅器Ａ３の出力はＶDC−ＶP であ
り、増幅器Ａ４は仮想アースとしての電圧ＶDCを使用す
るので、増幅器Ａ４の出力はＶDCより大きい基準電圧を
供給し、ＶDCより小さい対応基準電圧と対称のＶDC＋Ｖ
P である。本回路を使用して、正及び負のピーク検出基
準値ＶTH, ＶTLを供給するには、抵抗分圧器を増幅器Ａ
３と増幅器Ａ４の出力側の間に設けて、各要求基準電圧
を供給する。これは、抵抗器Ｒ15, Ｒ16の機能と組み合
わされることにより効果的になる。
【００６３】図１１は、全ての要求閾電圧ＶTH, Ｖ’
TH, ＶZC, Ｖ’ZC, Ｖ’TL. ＶTLを２つのピーク検出閾
値ＶTH, ＶTLから得る回路を示す。図９と図１０と同じ
回路要素には同一の参照記号が付される。抵抗器Ｒ17，
接続点５０，抵抗器Ｒ18, 接続点５２及び抵抗器Ｒ12を
含んで構成される第１抵抗分圧器は、電源電圧Ｖ4 とア
ース電圧ＶSSとの間に接続される。抵抗器Ｒ19, 接続点
５４，抵抗器Ｒ20，接続点５６，抵抗器Ｒ21, 接続点５
８，抵抗器Ｒ22，接続点６０，抵抗器Ｒ23，接続点６２
及び抵抗器Ｒ24を含んで構成される第２抵抗分圧器ネッ
トワークは増幅器Ａ３，Ａ４のそれぞれの出力側に接続
される。第１抵抗分圧器において、抵抗器Ｒ17，Ｒ18は
共働して図９の抵抗器Ｒ10の機能を実行する。Ｒ18＝Ｒ
14とＲ17＝Ｒ13＋Ｒ14に固定することにより、増幅器Ａ
４の非反転入力側をバイアスするためのＶDC＝ＶC ／２
の要求値が接続点５０で得られるのに対し、接続点５２
は前述のように適正電圧Ｖi を維持する。
【００６４】第２抵抗分圧器ではＲ19＝Ｒ24，Ｒ20＝Ｒ
23とＲ21＝Ｒ22に固定することにより、各一対の基準電
圧（ＶTH, とＶTL，接続点６２，５４におけるＶ’THと
Ｖ’ TL及び接続点５６，６０におけるＶ’ZCとＶZC）は
電圧ＶDCに対して対称であり、接続点５８における電圧
は、増幅器Ａ４の適性バイアスに必要な直流成分ＶDCと
等しい。抵抗器Ｒ19，Ｒ20，Ｒ21は共働して図１０の抵
抗器Ｒ15の機能を実行し、抵抗器Ｒ22，Ｒ23，Ｒ24は図
１０の抵抗器Ｒ16の機能を実行する。
【００６５】そして、上記各基準電圧は、前述のように
各電圧比較器に入力されて、ピークゼロ交差検出が行わ
れる。図１２は、個別部品を使用した、本発明による直
流電圧供給回路の第３実施例を示す。図４と同様の構成
には同様の参照符号を付す。既述した構成のように、半
波整流器は、ライブ線Ｌと中立線Ｎとの間に夫々直列に
接続されるダイオードＤ5 ，抵抗器Ｒ4 ，接続点２２及
びコンデンサＣを含んで構成される。三端子調整器Ｘ１
は、接続点２２に接続されるアース入力端，中立線Ｎに
接続される電圧入力端及び接続点６８に接続される電圧
出力端を有する。２つの抵抗器Ｒ1 ，Ｒ2 はライブ線Ｌ
と接続点２２との間に直列に接続される。これら２つの
抵抗器は共通の接続点７０を有する。別の抵抗器Ｒ3 が
接続点６８と７０との間に接続される。抵抗器ＲZ1，接
続点７２，ツェナーダイオードＺTH，接続点７３，ツェ
ナーダイオードＺTL，接続点７４及び抵抗器ＲZ2が、接
続点６８と２２との間に直列に接続される。２つの比較
器Ａ５，Ａ６は、接続点６８と２２との間に接続される
電源供給端子を有する。比較器Ａ５の非反転入力側は、
比較器Ａ６の反転入力側と同様に接続点７０に接続され
る。比較器Ａ５の反転入力側は接続点７２に接続され、
比較器Ａ６の非反転入力側は接続点７４に接続される。
【００６６】信号増幅器兼電圧シフタ７６は、比較器Ａ
５とＡ６の出力側に夫々接続される２つの入力側を有
し、トライアックＴのゲート入力側に接続される出力側
を有する。ツェナーダイオードＺTL, ＺTHは、低ピーク
及び高ピーク検出閾値ＶTLとＶTHそれぞれを設定する。
抵抗器ＲZ1、ＲZ2は、ツェナーダイオードバイアス電流
を供給すると共に、ツェナーダイオード間の接続点７３
が直流オフセット電圧ＶDCであるように選択される。そ
して、接続点７２と７４は、ツェナーダイオードＺ TH、
ＺTLそれぞれの降伏電圧と等しい電圧によって、ＶDCよ
り大きいか又は小さい電圧にそれぞれ保持される。各比
較器Ａ５、Ａ６は、接続点７０における電圧が、接続点
７２の電圧を越えるか又は接続点７４の電圧以下に降下
した時には、夫々高出力を発生する。接続点７０におけ
る電圧は、本発明の他の実施例で述べたように、合成電
圧であって、交流入力電圧の測定表示であり、抵抗器Ｒ
1 ，Ｒ 2 の直列接続により供給され、抵抗器Ｒ2 を介し
て抵抗器Ｒ3 により供給された直流電流により与えられ
た直流オフセット電圧ＶDCに加えられる。ダイオードＤ
5 、抵抗器Ｒ4 及びコンデンサＣは、本発明の他の実施
例で述べたように機能して、コンデンサＣを通る直流電
圧を供給する。この直流電圧は、三端子調整器Ｘ１によ
り調整されて、接続点２２，即ちＶSSを、中立線Ｎの電
圧より低い固定電圧、例えば９Ｖに固定する。
【００６７】このように、交流入力電圧ＶLNは低く測定
され、電圧がシフトされて、高ピーク及び低ピーク両方
の検出ができ、個別部品を使用する実施例において、前
述のような全波電圧感知の利点が得られる。信号増幅器
兼電圧シフタ７６は、比較器Ａ５、Ａ６から出力が発生
しない低域交流入力電圧を示す時に、トライアックＴに
ゲートパルスを供給するので、関連する倍電圧／ブリッ
ジ整流器の倍電圧整流モードが可能であり、比較器Ａ
５、Ａ６から出力パルスがある、高域交流入力電圧を示
す時は、このゲートパルスを抑制するので、ブリッジ整
流モードの使用が保証できる。
【００６８】図１３は、低域及び高域交流入力電圧につ
いての接続点７０における電圧ＶI、Ｖ’I を示す。測
定された交流入力電圧は、直流オフセット電圧ＶDCによ
りシフトされて、上限閾値及び下限閾値ＶTH、ＶTLと比
較される。比較器Ａ５、Ａ６の出力Ｐ３、Ｐ４は、それ
ぞれ、高電圧入力Ｖ’I に対応する。Ｒは、制御回路へ
の入力電圧の許容域を示す。
【００６９】しかしながら、個別部品を使用する本発明
のこの実施例は、集積回路構成に含まれるフィルタリン
グ或いは他の機能を含まない。ツェナーダイオード降伏
電圧は約±１０％の公差を有するので、前述の他の実施
例よりも低い精度のピーク電圧検出となる。交流入力電
圧の領域のデュアルサイクル検出、即ち、正及び負の動
作範囲間の検出を提供することにより導かれる付加的な
データポイントにより、全サイクルに適用される電圧域
のより効果的な検出及び、より効果的なフィルタリング
ができる。
【００７０】上記方法を使用することにより、最高波高
値交流電圧でさえも、許容電圧域内に収納して、全波ゼ
ロ交差検出や電圧感知ができる。このことから、より早
く、より信頼できる交流電圧レベル検出ができ、単一サ
イクル（１動作範囲／１サイクル）検出形式に関して述
べた多くの不利益が克服される。本発明は、ゼロボルト
レベルの基線を有する商用入力交流電圧について述べた
が、本発明の回路は、抵抗値及び電圧閾値レベルを適宜
調整することにより、非ゼロ基線レベルの入力交流電圧
にも同様に使用できる。
【００７１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、入
力交流電圧の両領域で電圧感知が行えるので、一方の領
域のみしか行えない従来装置の持つ多くの不利益を解消
できる。また、装置も複雑とならず製造費用も低減でき
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】図２に示す本発明の第１実施例による回路の入
出力信号を示す図で（Ａ）は高域交流入力電圧が印加さ
れる場合、（Ｂ）は低域入力電圧が印加される場合
【図２】本発明の第１実施例による自動電圧感知切替回
路の回路図
【図３】図２の回路部分の電流ループ図
【図４】本発明の第２実施例による自動電圧感知切替回
路の回路図
【図５】電圧レベル検出に対する電源電圧降下の影響を
示す図
【図６】電圧レベル検出に対する電源電圧降下の他の影
響を示す図
【図７】本発明の回路に使用される基準電圧に対する電
源電圧降下の好ましい効果を示す図
【図８】基準電圧を発生する回路を示す図
【図９】基準電圧を発生する別の回路を示す図
【図１０】基準電圧を発生する更に別の回路を示す図
【図１１】図９，図１０の回路を組み込んだ、基準電圧
を発生する好ましい回路を示す図
【図１２】本発明の第３実施例による自動電圧感知切替
回路の回路図
【図１３】図１２の回路の入出力信号を示す図
【図１４】手動倍電圧／ブリッジ切替回路の回路図を示
し、（Ａ）はブリッジ整流モードの状態図、（Ｂ）は倍
電圧整流モードの状態図
【図１５】従来の自動電圧感知切替回路の回路図
【図１６】高域交流入力電圧の場合の、図１５の回路の
入出力信号を示す図
【図１７】低域交流入力電圧の場合の、図１５の回路の
入出力信号を示す図
【符号の説明】 ２０ 倍電圧／ブリッジ切替回路 ３０ 制御回路 Ａ１，Ａ２ 緩衝増幅器 Ａ３，Ａ４ 演算増幅器 Ａ５，Ａ６ 比較器 ７６ 信号増幅器兼電圧シフタ Ｒ１−Ｒ４ 抵抗器 Ｃ，Ｃ1 ，Ｃ2 コンデンサ Ｄ1 −Ｄ5 ダイオード Ｔ トライアック
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ムニ モハン シンガポール国、シンガポール 2573、 マーシリング ロード、ビーエルケー 137 (56)参考文献 特開 昭60−243715（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−187020（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−274890（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−312107（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−30019（ＪＰ，Ｕ) 実開 平４−8114（ＪＰ，Ｕ) 実開 平４−124890（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭63−164385（ＪＰ，Ｕ) 実開 平２−60486（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40 G05F 1/00 - 1/70

Claims (18)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】基線電圧に対して上方及び下方動作範囲を
    有する交流電圧（ＶLN）を整流し、本質的に一定値の直
    流出力電圧を供給する直流電圧供給回路であって、 複数の作動モードを有し交流電圧を整流する制御可能な
    整流回路（２０）と、 上側方及び下側供給電圧（Ｖ4 ，ＶSS）が供給され前記
    動作範囲のピーク値を検出して前記制御可能な整流回路
    を制御する制御回路（３０）と、 前記交流電圧（ＶLN）と前記上側直流供給電圧（Ｖ4 ）
    をそれぞれ受信するように接続される各入力端と、前記
    制御回路に合成電圧（ＶM ）を供給するように接続され
    る出力端を有する電圧シフト／測定回路と、 を備えて構成され、 前記電圧シフト／測定回路は、前記交流電圧（ＶLN）を
    測定しこの計測値を所定の直流オフセット電圧（ＶDC）
    に加算して前記合成電圧の上方及び下方動作範囲を前記
    上側と下側供給電圧の間に位置させ、前記制御回路が、
    前記上側と下側供給電圧の間に存在する上限値（ＶPH）
    及び下限値（ＶPL）のそれぞれと前記合成電圧の交差を
    検出して上方及び下方動作範囲の両方のピーク値を検出
    できるようにすることを特徴とする直流電圧供給回路。
  2. 【請求項２】前記交流電圧（ＶLN）の値の少なくとも２
    つの個別の領域で作動可能であり、印加された交流電圧
    （ＶLN）を含む領域が前記制御回路の出力（ＶG Ｔ）に
    よって示され、前記制御可能な整流回路の作動モード数
    は、交流電圧値の前記個別の領域の数と等しく、更に前
    記制御可能な整流回路の作動モードは、示された領域に
    応じて選択されることを特徴とする請求項１記載の直流
    電圧供給回路。
  3. 【請求項３】前記制御回路が、印加された交流電圧の基
    線交差を検出する基線交差検出回路を有し、前記制御可
    能な整流回路が特定の作動モードを選択するスイッチを
    有し、更に、前記基線交差検出回路が前記スイッチに制
    御信号を発生するのに使用されることを特徴とする請求
    項１又は２記載の直流電圧供給回路。
  4. 【請求項４】前記制御可能な整流回路が、２つの作動モ
    ードを備えた倍電圧／ブリッジ整流器であることを特徴
    とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の直流電圧供
    給回路。
  5. 【請求項５】前記制御回路が、前記下側直流電源電圧
    （ＶSS）を受けるための電源端子を有し、前記直流オフ
    セット電圧と前記測定された交流電圧が、共に、交流電
    圧（ＶLN）を受けるための前記入力側と前記電源端子
    （ＶSS）との間に接続される複数の抵抗素子を含んで構
    成される抵抗分圧器ネットワークによって供給され、更
    に、予め選択された直流オフセット電圧（ＶDC）が、抵
    抗分圧器の前記抵抗素子の１つ（Ｒ2 ）を介して直流電
    流を制御することにより選択されることを特徴とする請
    求項１記載の直流電圧供給回路。
  6. 【請求項６】前記制御回路が、前記直流電源電圧
    （ＶSS，Ｖ4 ）を受けるための２つの電源端子を有し、
    前記予め選択された直流オフット電圧（ＶDC）が２つの
    直流電源電圧（ＶSS，Ｖ4 ）の間に接続される抵抗分圧
    器（Ｒ5 ，Ｒ6 ）を使用して、電圧検出回路への直流供
    給電圧から発生し、前記測定された入力交流電圧が、直
    流電源電圧（ＶSS）の１つと交流電圧（ＶLN）を受ける
    入力側との間に接続される容量分圧器（Ｃ3,Ｃ4 ）によ
    り供給されることを特徴とする請求項１〜５のいずれか
    １つに記載の直流電圧供給回路。
  7. 【請求項７】前記制御回路が、電圧基準回路から夫々複
    数の基準電圧を受ける複数の電圧比較器を有し、閾値
    （ＶTH, Ｖ’TH, ＶTL，Ｖ’TL，ＶZ,Ｖ’Z）に相当す
    る各基準電圧が検出され、各基準電圧は、前記合成電圧
    （ＶM ）のシフトされた基線に対する固定電圧として決
    定されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つ
    に記載の直流電圧供給回路。
  8. 【請求項８】固定電圧基準供給回路（ＢＧ）と、前記固
    定電圧基準供給回路の出力（ＶBG）とオフセット電圧
    （Ｖi ）の両方を受けるように接続されて前記予め選択
    された直流オフセット電圧（ＶDC）から固定電圧基準供
    給回路の出力電圧の所定倍を差し引いた電圧に等しい出
    力電圧を発生する第１増幅器（Ａ３）とを含んで構成さ
    れることを特徴とする請求項７記載の直流電圧供給回
    路。
  9. 【請求項９】前記電圧基準回路が、更に、第１増幅器
    （Ａ３）の出力と予め選択された直流オフセット電圧を
    入力として受けるために接続され、予め選択された直流
    オフセット電圧に固定電圧基準供給回路の出力電圧（Ｖ
    BG）の所定倍数を加えた電圧と等しい出力電圧を発生す
    る第２増幅器（Ａ４）を含んで構成されることを特徴と
    する請求項８記載の直流電圧供給回路。
  10. 【請求項１０】前記電圧基準回路が、更に、第１増幅器
    （Ａ３）の出力側と第２増幅器（Ａ４）の出力側との間
    に接続される複数の接続点（５４，５６，５８，６０，
    ６２）を有する抵抗分圧器ネットワーク（Ｒ19−Ｒ24）
    を含んで構成されることにより、異なる要求電圧基準
    （ＶTH, Ｖ’TH, ＶTL，Ｖ’TL，ＶZC, Ｖ’ZC）が前記
    接続点で得られることを特徴とする請求項９記載の直流
    電圧供給回路。
  11. 【請求項１１】アース電圧（ＶSS）に対して、一定の基
    準電圧（ＶBG）を発生する基準電圧発生器（ＢＧ）と、
    前記基準電圧（Ｖ BG ）と変動電圧の一部（Ｖ i ）とにそ
    れぞれ対応する倍数を乗算し、前記変動電圧の一部（Ｖ
    i ）の乗算値（Ｖ DC ）から前記基準電圧（Ｖ BG ）の乗算
    値（Ｖ P ）を減算した要求される第１の基準電圧を供給
    する差動増幅器（Ａ３）と、変動電圧（Ｖ DC ）と前記第
    １差動増幅器（Ａ３）の出力を入力し、変動電圧
    （Ｖ DC ）に固定電圧（Ｖ P ）を加算した要求される第２
    の基準電圧を供給する反転差動増幅器（Ａ４）とを有
    し、上下の変動電圧（ＶDC）に対して固定電圧（ＶP ）
    で基準電圧を発生することを特徴とする基準電圧発生回
    路。
  12. 【請求項１２】前記変動電圧の一部（Ｖ i ）と前記変動
    電圧（Ｖ DC ）が、それぞれの抵抗分圧器ネットワーク手
    段によって回路の供給電源（Ｖ C ）から導かれる請求項
    １１記載の基準電圧発生回路。
  13. 【請求項１３】前記差動増幅器が、反転入力端と基準電
    圧（ＶBG）との間に接続される入力抵抗器（Ｒ13）と、
    前記反転入力端と出力端との間に接続される帰還抵抗器
    （Ｒ14）とを有する第１演算増幅器（Ａ３）であり、前
    記抵抗分圧器ネットワーク（Ｒ10，Ｒ12）が、上側及び
    下側供給電圧（Ｖ 4 ，Ｖ SS ）間に接続され、その接続点
    は、第１演算増幅器（Ａ３）の非反転入力端に接続され
    ることを特徴とする請求項１１又は１２記載の基準電圧
    発生回路。
  14. 【請求項１４】前記基準電圧発生器（ＢＧ）が、供給電
    圧（ＶC ）により供給されるバンドギャップ電圧基準で
    あって、緩衝増幅器（Ａ２）の入力側に接続され、緩衝
    増幅器の出力は基準電圧（ＶBG）を供給することを特徴
    とする請求項１１〜１３のいずれか１つに記載の基準電
    圧発生回路。
  15. 【請求項１５】前記反転差動増幅器（Ａ４）の反転入力
    とその出力側との間に接続される帰還抵抗器（Ｒ16）
    と、前記反転差動増幅器の前記反転入力側と前記差動増
    幅器（Ａ３）の出力側との間に接続される抵抗器
    （Ｒ15）とを備えて構成されることを特徴とする請求項
    １１〜１４のいずれか１つに記載の基準電圧発生回路。
  16. 【請求項１６】１つの回路ブランチの２つの直列部を介
    して整合電流（Ｉｒｅｆ''，Ｉｒｅｆ''') を発生する
    固定基準電流発生器を有し、前記直列部の少なくとも１
    つが抵抗素子を有し、前記２つの直列部の間に接続され
    る接続点４０が変動電圧（ＶDC）を受ける構成であり、
    変動電圧（ＶDC）に対して固定値（ＶP ）で基準電圧を
    発生することを特徴とする基準電圧発生回路。
  17. 【請求項１７】変動電圧が、回路への供給電圧（ＶC ）
    から発生することを特徴とする請求項１６記載の基準電
    圧発生回路。
  18. 【請求項１８】回路ブランチが、夫々供給電圧（ＶC ）
    とアース電圧（ＶSS）との間に接続される、第１チャネ
    ル型第１トランジスタ、抵抗素子及び第２チャネル型第
    １トランジスタを含んで構成されることを特徴とする請
    求項１７記載の基準電圧発生回路。
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