JPH0416003A

JPH0416003A - 電圧制御発振器

Info

Publication number: JPH0416003A
Application number: JP11868190A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Masuda; 増田　陽一
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1990-05-10
Filing date: 1990-05-10
Publication date: 1992-01-21

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は、弾性表面波遅延線を用いた、制御電圧により
発振周波数を可変することのできる電圧制御発振器に関
する。

（従来の技術）近年、コードレス電話、自動車電話等の無線機器の需要
が急激に増加している。これらの機器は、マルチ・チャ
ンネル・アクセス方式により、電波法でＩＦＪり当てら
れた周波数帯の中の、空いている周波数チャンネルを選
択して通信を行う。このため、送信回路及び受信回路に
用いら才りる基準信号発振器、いわゆるローカル発振器
には、発振周波数の可変できる電圧制御発振器が必要に
なる。

また、周波数の有効利用の観点から、上記の機器のチャ
ンネルの周波数間隣は、例えば２５　Ｋ　Ｈｚと極めて
狭（設定されている。このため、隣のチャンネルに妨害
を与えないよう、ローカル発振器によって発生される基
準信号は極めて安定で、しかも位相雑音が少なくなけれ
ばならない。

発振周波数が安定で、位相雑音の少ない発振器としては
、水晶振動子や弾性表面波素子などの圧電素子を用いた
発振器が、よく知られている。発振器において、発振周
波数を安定にすることと、周波数を可変することとは、
矛盾した課題となるが、上記の圧電素子を用いた、周波
数の可変できる発振器がいくつか考案されている。最も
一般的なものは、圧電素子と直列または並列に可変容量
ダイオード等の可変容量素子を接続し、その素子に印加
するバイアス電圧を制御して容量を変化させることによ
り、圧電素子に対する負荷容量を変化させて、発振周波
数を可変する電圧制御発振器であるわその他のものとしては、第５図に示す弾性表面波遅延線
を用いた電圧制御発振器が考案されている。

以下、この電圧制御発振器について図面を参照しながら
説明する。第５図において、トランジスタ１０１のエミ
ッタは接地端子１０２に接続され、コレクタはトランジ
スタ１０３．１０４の各エミッタに接続されている。ト
ランジスタ１０３のコレクタは直接、トランジスタ１０
４のコレクタは抵抗１０５を介して、それぞれ電源端子
１０６に接続されている。また、トランジスタ１０３の
ベースとトランジスタ１０４のベースは、それぞれ制御
端子１０７と制御端子１０８とに接続されている。以上
の回路により、第一の増幅度可変増幅器が構成される。

すなわち、トランジスタ１０１のベースに入力される入
力電流は増幅されトランジスタ１０１のコレクタ電流と
なる。制御端子１０７の電位が制御端子１０８の電位と
同電位の場合には、トランジスタ１０３とトランジスタ
１０４のベース電位が同一となるため、トランジスタ１
０１のコレクタ電流はトランジスタ］０３と１０４の各
コレクタ〜エミッタ間に１／２づつ流れる。よって、ト
ランジスタ１０１によって増幅された電流の１／２が、
抵抗１０５とトランジスタ１０４のコレクタ〜エミッタ
間を介して流れる。しかし、制御端子１０７の電位が制
御端子１０８の電位より高い場合は、トランジスタ１０
３のベース電位がトランジスタ１０４のベース電位より
高くなり、トランジスタ１０３　を介して流れるトラン
ジスタ１０］　のコレクタ電流の割合が増加し、トラン
ジスタ１０４　を介して流れる割合は減少する。よって
、抵抗１０５を介して流れるトランジスタ１０１によっ
て増幅された電流の割合も減少する。抵抗１０５を負荷
と考えると、増幅度すなわち上記入力電流に対する負荷
電流の比が減少したことになる。逆に、制御端子］０８
の電位が制御端子１０７の電位より高い場合には、抵抗
１０５を介して流れるトランジスタ１０１　によって増
幅された電流の割合が増加し、増幅度が増加する。この
ように、制御端子１０７と１０８の電位によって増幅度
の可変できる増幅器が構成されている。

次に、第５図において、トランジスタ１０９のエミッタ
は接地端子１０２に接続され、コレクタはトランジスタ
］、］、０．１１１の各エミッタに接続されている。ト
ランジスタ１１０のコレクタは直接、トランジスタ１１
１のコレクタは抵抗１０５を介して、それぞれ電源端子
１０６に接続されている。また、トランジスタ１１０の
ベースとトランジスタ１１１のベースは、それぞれ制御
端子１０８と制御端子１０７とに接続されている。以上
の回路により、第二の増幅度可変増幅器が構成される。

なお、抵抗１０５は、第一の増幅度可変増幅器と共用し
ているが、抵抗１０５にコレクタが接続されたトランジ
スタ１１１のベースが第一の増幅度可変増幅器とは逆に
制御端子１０７に接続されているため、制御端子１０７
と１０８の電位に対する第二の増幅度可変増幅器の増幅
度の変化は、第一の増幅度可変増幅器の増幅度の変化と
は逆になる。

抵抗１０５が共用されているため、第一と第二の増幅度
可変増幅器の各８力電流は抵抗］０５により加算される
。

制御端子１０７と１０８の電位に対する増幅度の変化が
、第一と第二の増幅度可変増幅器とで逆になっているた
め、制御端子１０７の電位が制御端子１０８の電位より
高い場合には、抵抗１０５に流れる電流のうち、第一の
増幅度可変増幅器によって増幅された電流の割合が、第
二の増幅度可変増幅器によって増幅された電流の割合よ
りも大きくなる。逆に、制御端子１０８の電位が制御端
子１０７の電位より高い場合には、抵抗〕０５に流れる
電流のうち、第二の増幅度可変増幅器によって増幅され
た電流の割合が、第一の増幅度可変増幅器によって増幅
された電流の割合よりも大きくなる。

ここで、トランジスタ１０１と１０９の各ベースに同じ
周波数の９０度の位相差をもった信号がそれぞれ入力さ
れると仮定すると、抵抗１０５に流れる電流の位相を、
制御端子１０７と１０８の電位差によって９０度変化さ
せることができる。なぜならば、上記第一の増幅度可変
増幅器によって増幅され抵抗１０５に流れる電流と、上
記第二の増幅度可変増幅器によって増幅され抵抗１０５
に流れる電流を、それぞれベクトルと考えると、この二
つのベクトルは９０度の位相差をもつが、抵抗１０５に
よって合成され、ひとつの合成ベクトルとなる。上記二
つのベクトルの大きさは制御端子１０７と１０８の電位
差によって、それぞれ反対に変化するので、上記合成ベ
クトルはこの二つのベクトルの間を動くことになる。よ
って、上記電位差によって、合成ベクトルすなわち抵抗
１０５に流れる電流の位相を９０度変化させることがで
きる。抵抗１０５の電流の位相が９０度変化するので、
抵抗１０５とトランジスタ１０４及び１１１の各コレク
タとの接続点の電圧の位相も９０度変化する。

次に、第５図において、抵抗１０５とトランジスタ１０
４及び１１１の各コレクタの接続点の電圧は増幅器１１
２で増幅され、出力端子１１４に出力されるとともに、
弾性表面波遅延線１１５の入力インターディジタル電極
１１６に入力される。弾性表面波遅延線１１５の第一の
畠カインターディジタル電極所の一端はトランジスタ１
０１のベースに接続され、もう一端は接地されている。

また、弾性表面波遅延線ｌ乙１１５の第二の呂カインターディジタル電極柵の一端は
トランジスタ１０９のベースに接続され、もう一端は接
地されている。弾性表面波遅延線１１５の入力インター
ディジタル電極］１６と第一の出力インターディジタル
電極請との音響的な距離と、入力インターディジタル電
極１１６と第二の出カイｔンターディジタル電極壬との音響的な距離とは、１／４
波長異なるように設計される。これにより、トランジス
タ１０１と１０９の各ベースには、９０度の位相差を持
つ信号がそれぞれ入力される。さらに、トランジスタ１
０１と１０９の各ベースには、電源端子１０６と接地端
子１０２に接続されたバイアス回路がら、それぞれ抵抗
１１９と１１８を介してバイアス電圧が印加される。

以上の構成により、電圧制御発振回路が構成される。以
下、その動作を説明する。弾性表面波遅延線１１５を除
く回路の入力、すなわちトランジスタ１０１と１０９の
ベースには、弾性表面波遅延線１１５によって、９０度
位相の異なる信号が入力される。

この信号は増幅され弾性表面波遅延線１１５に帰還され
る。よって、弾性表面波遅延線１１５を除く回路の増幅
度の絶対値が弾性表面波遅延線１１５の損失の絶対値よ
り大きく、かつ、弾性表面波遅延線１１５と他の回路と
を通って帰還されてくる信号の位相が０度または３６０
度の整数倍となる周波数で発振する。弾性表面波遅延線
１１５は、その通過周波数帯域内において、入出力間の
位相が周波数に依存して変化するので、上記の制御端子
１０７と１０８の電位差により、帰還信号の位相を変化
させれば、発振周波数を可変できる。

以上に説明した第５図の電圧制御発振回路は、水晶振動
子や弾性表面波共振子を用いた電圧制御発振回路と比較
して、周波数変化幅が広い、弾性表面波遅延線の設計に
よりある程度任意の周波数可変幅が得られる、可変容量
素子やインダクタンスさらに大容量のコンデンサが不要
なことから極めて集積回路化に適する、などの特徴があ
る。

しかし、第５図に示す従来の電圧制御発振器においては
、制御電圧に対する周波数変化の感度が高すぎる。また
は任意に設定できないという問題があった。第５図にお
いて、トランジスタ１０３と】０４の対と２　トランジ
スタ１１０と］１］の対とは、それぞれ制御端子１０７
と１０８から印加される制御電圧に対する差動増幅器と
して動作する。このため、制御電圧に対する周波数変化
の感度が極めて高くなってしまう。また、この感度は、
トランジスタ１０３、１０４．１１０．１１１のベース
電圧に対するコレクタ電流の比すなわち相互コンダクタ
ンスによって決定されてしまうものであり、任意に設定
できない。

制御電圧に対する周波数変化の感度は、一般には高い方
が良いとされるが、過度に高いと位相雑音の原因となる
。なぜならば、電圧制御発振器の場合、制御電圧の変化
がそのまま周波数変化となるため、感度が貰いと制御電
圧とともに雑音まで増幅してしまい周波数変化すなわち
位相雑音を増加させてしまうためである。このようなこ
とから、制御電圧に対する周波数変化の感度は任意に設
定できる方が望ましい。

（発明が解決しようとする課題）本発明は、弾性表面波遅延線を用いた電圧制御発振器に
おいて、制御電圧に対する発振周波数変化の感度が任意
に設定できないという課題を決定しようとするものであ
る。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）本発明は、弾性表面波遅延線により得られる位相の異な
る二つの信号をそれぞれ増幅度可変増幅器で増幅した後
、加算することにより、信号の位相を変化させて該弾性
表面波遅延線に帰還する構成の電圧制御発振器において
、該一方の増幅度可変増幅器の増幅度が制御電圧に比例
するように、もう一方の増幅度可変増幅器の増幅度が制
御電圧に反比例するように、フィードバック制御したも
のである。

（作用）上記の構成をとることにより、増幅度可変増幅器の増幅
度を、制御電圧に比例または反比例させて変化させるこ
とができる。そして、該増幅度可変増幅器の電流または
電圧をフィードバックする回路の、増幅度または減衰度
を変化させると、該増幅度可変増幅器の増幅度の制御電
圧に対する比例係数が変化する。その結果、弾性表面波
遅延線に帰還される信号の位相の制御電圧に対する変化
量も変化し、発振周波数の制御電圧に対する感度も変化
する。よって、フィードバック回路の増幅度または減衰
度を所定の値に設定することによって、制御電圧に対す
る発振周波数の感度を任意に設定できる。

（実施例）以下１本発明の一実施例について図面を参照しながら詳
細に説明する。第１図は本発明の一実施例を示す回路構
成図である。第１図において、トランジスタ１のエミッ
タは接地端子２に接続され、コレクタはトランジスタ３
，４の各エミッタに接続されている。トランジスタ３の
コレクタは抵抗５を介して、トランジスタ４のコレクタ
は抵抗６を介して、それぞれ電源端子７に接続されてい
る。以上の回路により、第一の増幅度可変増幅器が構成
される。そして、トランジスタ８のエミッタは接地端子
２に接続され、コレクタはトランジスタ９，１０の各エ
ミッタに接続されている。トランジスタ９のコレクタは
直接、トランジスタ１０のコレクタは抵抗６を介して、
それぞれ電源端子７に接続されている。以上の回路によ
り、第二の増幅度可変増幅器が構成される。さらに、抵
抗６とトランジスタ４及び１０の各コレクタの接続点の
電圧は増幅器１〕で増幅され、出力端子１２に出力され
るとともに、弾性表面波遅延＠１３の入力インターディ
ジタル電極】４に入力される。弾性表面波遅延線１３の
第一のａカインターディジタル電極１５の一端はトラン
ジスタ１のベースに接続され、もう一端は接地されてい
る。また、弾性表面波遅延線コ３の第二の８カインター
デイジタル電極１６の一端はトランジスタ８のベースに
接続され、もう一端は接地されている。弾性表面波遅延
線１３の入力インターディジタル電極１４と第一の出力
インターディジタル電極１５との音響的な距離と、入力
インターディジタル電極１４と第二の出力インターディ
ジタル電極１６との音響的な距離とは、１／４波長異な
るように設計される。これにより、トランジスタ１と８
の各ベースには、　９０度の位相差を持つ信号がそれぞ
れ入力される。さらに、トランジスタ１と８の各ベース
には、電源端子６と接地端子２に接続されたバイアス回
路１７から、それぞれ抵抗１８と１９を介してバイアス
電圧が印加される。

抵抗５を除く以上の回路は従来の電圧制御発振回路と同
様であるが、この実施例ではさらに、差動増幅器２０が
付加されている。差動増幅器２０の正入力は制御端子２
１に、負入力はローパス・フィルタ２２を介してトラン
ジスタ３のコレクタに、それぞれ接続されており、正出
力はトランジスタ４と９の各ベースに、負出力はトラン
ジスタ３と１０の各ベースに接続されている。

以上が、この実施例の回路構成である。次に、この実施
例の動作を説明する。

まず、第一と第二の増幅度可変増幅器の各入力すなわち
トランジスタ１と８の各ベースには、弾性表面波遅延Ｉ
！１３によって９０度位相の異なる信号が印加される。

この信号はそれぞれ増幅され、抵抗６で加算された後、
さらに増幅器１１で増幅され、弾性表面波遅延線１３に
帰還される。この時、弾性表面波遅延線１３を除く他の
回路の増幅度の絶対値が、弾性表面波遅延線１３の損失
より大きく、かつ弾性表面波遅延線］３と他の回路とを
通って帰還されてくる信号の位相が０度または３６０度
の整数倍となる周波数で発振する。以上の動作は、第５
図の従来の電圧制御発振回路と同様である。また、トラ
ンジスタ３と４及び９と１０の各ベース電位差に応じて
、第一と第二の増幅度可変増幅器の増幅度が反対に変化
して、上記帰還信号の位相が変化することにより発振周
波数が変化する動作も２第５図の従来の電圧制御発振回
路と同様である。

次に、第１図の回路において、トランジスタ３のコレク
タ電流は、トランジスタ１のコレクタ電流からトランジ
スタ４に流れる電流を減した残りの電流となるので、第
一の増幅度可変増幅器の増幅度に反比何する。また、Ｉ
−ランジスタ３のコレクタと電源端子６の間には、抵抗
５が接続されているため、トランジスタ３のコレクタ電
位は、コレクタ電流に反比例する。結果としては、トラ
ンジスタ３のコレクタ電位は第一の増幅度可変増幅器の
増幅度に比例する。ところで、トランジスタ３と４との
各ベースには、差動増幅器２０の負と正との出力電圧が
印加されるため、制御端子２１に印加される制御電圧が
上昇すると、トランジスタ３のベース電位が降下し、ト
ランジスタ４のベース電位が上昇する。トランジスタ３
のベース電位が降下すると、コレクタ電流が減少し、コ
レクタ電位が上昇する。そして、この電位がローパス・
フィルタ２２を介して差動増幅器２０の負入力に負帰還
されるため、今度は逆にトランジスタ３のベース電位が
上昇し、トランジスタ４のベース電位が下降する。この
一連の動作は最終的に、トランジスタ３のコレクタ電位
が制御端子に印加される制御電圧と同一となって安定す
る。すなわち、トランジスタ３のコレクタ電位が制御電
圧に比例して変化するようにフィードバック制御が行わ
れる。なお、ローパス・フィルタ２２はトランジスタ３
のコレクタに発生する発振周波数の交流電圧が、差動増
幅器２０に入力されないようにするためのものであり、
上記フィードバック制御は直流電圧のみで行われる。ト
ランジスタ３のコレクタ電位が制御電圧に比例するとい
うことは、第一の増幅度可変増幅器の増幅度が制御電圧
に比例して変化するということである。また、トランジ
スタ９と１０の各ベースが、トランジスタ４と３の各ベ
ースに接続されているため、第二の増幅度可変増幅器の
増幅度は、第一の増幅度可変増幅器の増幅度とは逆に。

すなわち制御電圧に反比例して変化することになる。

そして、フィードバック制御が正常に行われている場合
、制御電圧とトランジスタ３のコレクタの直流電位とは
同一となるため、抵抗５の抵抗値を小さくすると、制御
電圧の変化に対する抵抗５を流れる電流の変化量すなわ
ちトランジスタ３のコレクタ電流の変化量が大きくなる
。結果として、制御電圧に対する発振周波数変化量が大
きくなる。

このように、抵抗５の抵抗値により制御電圧に対する発
振周波数の感度を調整できる。

以上のように、第１図の実施例によれば、制御電圧に対
する発振周波数の感度を任意しこ設定することができる
。そして、弾性表面波遅延線を使用しているため極めて
安定で位相雑音の少ない電圧制御発振器が構成できる。

さらに第１図の実施例は、可変容量素子やインダクタン
ス、大容量のコンデンサ等を必要としないため極めて集
積回路化に適する。例えば第１図の実施例は、弾性表面
波遅延線１３を除く他の回路を集積回路化した半導体基
板チップと、弾性表面波遅延線１３を形成した圧電基板
チップの、二つのチップで構成することができ５超小型
の電圧制御発振器を構成することが可能である。

本発明は第１図の実施例に限定されるものではなく１種
々に変形して実施できる。第２図は、第１図の実施例の
一変形例を示す回路構成図である。

第１図のローパス・フィルタ２２のかわりに、第２図の
実施例においては、抵抗５と並列にコンデンサ２３を接
続している。発振周波数において、このコンデンサのイ
ンピーダンスの絶対値が抵抗５の抵抗値より十分小さく
なるように選定することによって、トランジスタ３のコ
レクタ電流の発振周波数成分をこのコンデンサでバイア
スする事ができる。よって、トランジスタ３のコレクタ
に発生する発振周波数の交流電圧を十分小さくすること
ができるるため、第１図の実施例と同様の動作を行わせ
ることができる。

第２図の実施例においても、第１図の実施例と同様の効
果が得られる。

第３図は、第１図の実施例の他の変形例を示す回路構成
図である。第１図のローパス・フィルタの変わりに、第
３図の実施例においては、差動増幅器２０の二つの入力
に抵抗２４と２５をそれぞれ挿入し、さらに正出力から
負出力にコンデンサ２６で負帰還を施すことによって、
差動増幅器２０をいわゆるアクティブ・フィルタとして
動作させることによって、トランジスタ３のコレクタに
発生する発振周波数の交流電圧を増幅しないようにした
ものである。このような構成によっても第１図の実施例
と同様の動作を行わせることができる。

第３図の実施例においても第１図の実施例と同様の効果
が得られる。

第４図は本発明の他の実施例を示す回路構成図である。

この実施例は高周波回路部分を全て差動回路構成とした
ものである。第４図において、トランジスタ４１と４２
の各エミッタは直流電流源４３を介して接地端子４４に
接続され、トランジスタ４１のコレクタはトランジスタ
４５と４６の各エミッタに、トランジスタ４２のコレク
タはトランジスタ４７と４８の各エミッタに接続されて
いる。トランジスタ４５のコレクタは抵抗４９を介して
、トランジスタ４６と４７のコレクタは抵抗５０を介し
て、トランジスタ４８のコレクタは抵抗５１を介して、
それぞれ電源端子５２に接続されている。以上の回路に
より、第一の増幅度可変増幅器が構成される。そして、
トランジスタ５３と５４の各エミッタは直流電流源５５
を介して接地端子４４に接続され、トランジスタ５３の
コレクタはトランジスタ５６と５７の各エミッタに、ト
ランジスタ５４のコレクタはトランジスタ５８と５９の
各エミッタに接続されている。トランジスタ５６のコレ
クタは抵抗４９を介して、トランジスタ５７と５８のコ
レクタは直接、トランジスタ５９のコレクタは抵抗５１
を介して、それぞれ電源端子５２に接続されている。以
上の回路により、第二の増幅度可変増幅器が構成される
。さらに、抵抗５１とトランジスタ４８及び５９の各コ
レクタの接続点の電圧は増幅器６０で増幅され、出力端
子６１と６２に８力されるとともに、弾性表面波遅延線
６３の入力インターディジタル電極６４に入力される。

弾性表面波遅延線６３の第一の出力インターディジタル
電極６５の一端はトランジスタ４１と４２のベース間に
接続されている。また、弾性表面波遅延線６３の第二の
出力インターディジタル電極６６の一端はトランジスタ
５３と５４のベース間に接続されている。弾性表面波遅
延線６３の入力インターディジタル電極６４と第一の出
力インターディジタル６５との音響的な距離と、入力イ
ンターディジタル電極６４と第二の出力インターディジ
タル電極６６との音響的距離とは、１／４波長異なるよ
うに設計される。これにより、トランジスタ４１と４２
のベース間とトランジスタ５３と５４のベース間とには
、９０度の位相差を持つ信号がそれぞれ入力される。ト
ランジスタ４１．４２．５３．５４の各ベースには、電
源端子５２と接地端子４４に接続されたバイアス回路６
７から、それぞれ抵抗６８．６９．７０゜７１を介して
バイアス電圧が印加される。さらに、差動増幅器７２の
正入力は制御端子７３に、負入力はトランジスタ４６と
４７の各コレクタに、それぞれ接続されており、正出力
はトランジスタ４５．４８．５７゜５８の各ベースに、
負出力はトランジスタ４６．４７゜５６．５９の各ベー
スに接続されている。

以上が、この実施例の回路構成である。次に、二の実施
例の動作を説明する。

まず、第一と第二の増幅度可変増幅器の各入力すなわち
トランジスタ４１と４２のベース間とトランジスタ５３
と５４のベース間には、弾性表面波遅延線１３によって
９０度位相の異なる信号が印加される。

この二つの信号は、トランジスタ４１と４２との差動増
幅動作と、トランジスタ５３と５４との差動増幅動作と
によって、それぞれ増幅される。この増幅された信号す
なわちトランジスタ４］、、　４２のコレクタ電流と、
トランジスタ５３．５４のコレクタ電流とは、それぞれ
トランジスタ４５．４６．４７．４８と、トランジスタ
５６．５７．５８．５９とを介して流れる。トランジス
タ４５．４８．５７．５８の各ベースは差動増幅器７２
の正出力に、トランジスタ４６．４７．５６．５９の各
ベースは差動増幅器７２の負出力に、それぞれ接続され
ているため、トランジスタ４１のコレクタ電流がトラン
ジスタ４５を介して流れる割合、トランジスタ４２のコ
レクタ電流がトランジスタ４８を介して流れる割合、ト
ランジスタ５３のコレクタ電流がトランジスタ５７を介
して流れる割合、トランジスタ５４のコレクタ電流がト
ランジスタ５８を介して流れる割合は、全て同じになる
。当然ながら、トランジスタ４１のコレクタ電流がトラ
ンジスタ４６を介して流れる割合、トランジスタ４２の
コレクタ電流がトランジスタ４７を介して流れる割合、
トランジスタ５３のコレクタ電流がトランジスタ５６を
介して流れる割合、トランジスタ５４のコレクタ電流が
トランジスタ５９を介して流れる割合も、全て同しにな
る。

そして、トランジスタ４５と５６を流れる電流は抵抗４
９で加算され、同様にトランジスタ４８と５９を流れる
電流は抵抗５１で加算される。この時、抵抗４９とトラ
ンジスタ４５．５６のコレクタとの接続点に発生する電
圧と、抵抗５１とトランジスタ４８．５９のコレクタと
の接続点に発生する電圧とは、位相が１８０度異４り、
差動電圧となる。この電圧が増幅器６０で増幅され弾性
表面波遅延ｉ＆１６３に帰還される。そして、弾性表面
波遅延線６３を除く回路の増幅度が、弾性表面波遅延線
６３の損失より大きくなり、かつ弾性表面波遅延線６３
と他の回路とを通って帰還されてくる信号の位相が０度
または３６０度の整数倍となる周波数で発振する。

ところで、トランジスタ４５．４８の各ベースと、トラ
ンジスタ５６．５９の各ベースとは、それぞれ差動増幅
器７２の正と負の出力に接続されているため、差動増幅
器７２の出力電圧によってトランジスタ４５゜４８のコ
レクタ電流が増加すると、トランジスタ５６゜５９の電
流が減少し、逆に、トランジスタ４５．４８のコレクタ
電流が減少すると、トランジスタ５６．５９の電流が増
加する動作となる。トランジスタ４５と４８の各コレク
タ電流と、トランジスタ５６と５９の各コレクタ電流は
、それぞれ弾性表面波遅延線からの９０度位相の異なる
信号を増幅したものである。

よって、抵抗４９と５１とによって加算される信号は、
差動増幅器７２の出力電圧に応じて９０度変化する。

結果として、弾性表面波遅延線６３に帰還される信号の
位相も変化し、発振周波数が差動増幅器７２の出力電圧
に応じて変化する。

次に、第４図の回路において、トランジスタ４６と４７
のコレクタ電流は、それぞれトランジスタ４１と４２の
コレクタ電流からトランジスタ４５と４８に流れる電流
を減じた残りの電流となるので、第一の増幅度可変増幅
器の増幅度に反比例する。また、トランジスタ４６．４
７のコレクタと電源端子５２の間には、抵抗５０が接続
されているため、トランジスタ４６．４７のコレクタ電
位は、コレクタ電流に反比例する。結果として、トラン
ジスタ４６．４７のコレクタ電位は第一の増幅度可変増
幅器の増幅度に比例する。ところで、トランジスタ４６
．４７と４５．４８の各ベースには、差動増幅器２０の
負の正の出力電圧が印加されるため、制御端子７３に印
加される制御電圧が上昇すると、トランジスタ４６．４
７のベース電位が降下し、トランジスタ４５．４８のベ
ース電位が上昇する。トランジスタ４６．４７のベース
電位が降下すると、コレクタ電流が減少し、コレクタ電
位が上昇する。そして、この電位が差動増幅器２０の負
入力に負帰還されるため、今度は逆にトランジスタ４６
．４７のベース電位が上昇し、トランジス９４５．４８
のベース電位が下降する。この一連の動作は最終的に、
トランジスタ４６．４７のコレクタ電位が制御端子に印
加される制御電圧と同一となって安定する。すなわち、
トランジスタ４６．４７のコレクタ電位が制御電圧に比
例して変化するようにフィードバック制御が行われる９
なお、トランジスタ４６と４７のコレクタ電流の発振周
波数の交流成分は、トランジスタ４１と４２の差動動作
により、位相が１８０度異ｌ６ため、抵抗５０で加算さ
れると、お互いが打ち消しあい、抵抗５０に流れる電流
は直流成分のみとなる。よって、トランジスタ４６．４
７のコレクタに発生する電圧も直流電圧となるため、第
１図の実施例のようなローパス・フィルタは不要となる
。

トランジスタ４６．４７のコレクタ電位が制御電圧に比
例するということは、第一の増幅度可変増幅器の増幅度
が制御電圧に比例して変化するということである。また
、トランジスタ４６．４７のベースとトランジスタ５６
．５９のベースが、トランジスタ４５と４８のベースが
トランジスタ５７．５８のベースに接続されているため
、第二の増幅度可変増幅器の増幅度は、第一の増幅度可
変増幅器の増幅度とは逆に、すなわち制御電圧に反比例
して変化することになる。

そして、フィードバック制御が正常に行われている場合
、制御電圧とトランジスタ４６．４７のコレクタの直流
電位とは同一となるため、抵抗５０の抵抗値を小さくす
ると、制御電圧の変化に対する抵抗５０を流れる電流の
変化量すなわちトランジスタ４６、４７のコレクタ電流
の変化量が大きくなる。結果として、制御電圧に対する
発振周波数変化量が大きくなる。このように、抵抗６０
の抵抗値により制御電圧に対する発振周波数の感度を調
整できる。

以上のように、第４図の実施例によれば、制御電圧に対
する発振周波数の感度を任意に設定することができる。

さらに２弾性表面波遅延線を使用しているため、極めて
安定で位相雑音の少ない電圧制御発振器が構成できる。

さらに第４図の実施例は、可変容量素子やインダクタン
ス、大容量のコンデンサ等を必要としないため極めて集
積回路化に適する。よって、第１図の実施例と同様に第
４図の実施例も、弾性表面波遅延１ｉ１３を除く他の回
路を集積回路化した半導体基板チップと、弾性表面波遅
延線１３を形成した圧電基板チップの、二つのチップで
構成することができ、超小型の電圧制御発振器を構成す
ることが可能である。

以上に説明した全ての実施例、変形例においては、フィ
ードバック制御される電圧すなわちトランジスタ３やト
ランジスタ４６．４７のコレクタ電位と、制御電圧とは
、同電位となる。しかし、使用目的によっては、制御電
圧を任意の範囲に設定できる方が望ましい。このような
場合には、差動増幅器２０．７２の正の入力または負の
入力に、電圧シフト回路または直流電圧源を接続するこ
とにより、フィードバック制御される電圧と制−電圧と
の間に電位差を生じさせることができる。この電位差は
該電圧シフト回路の電圧ソフト量、または該直流電圧源
の電圧により、任意に設定できるので。

制御電圧を任意の範囲に設定できる。

または、以上の全ての実施例、変形例においては１弾性
表面波遅延線の第一の出力インターディジタル電極と第
二の出力インターディジタルとがら得られる二つの信号
は、位相が９０度ｌ４るものとしだが、これに限定され
るものではなく任意の位相差であっても動作することが
できる。そして、その位相差に応じて発振周波数の変化
範囲を変化させることができる。よって、弾性表面波遅
延線の入力インターディジタル電極と第一の呂カインタ
ーディジタル電極との音響的な距離と、入力インターデ
ィジタル電極と第二のインターディジタル電極との音響
的な距離とは、１／４波長異なるものだけに限定される
ものではない。ただし、該位相差が、０度の場合には発
振周波数が変化せず、１８０度の場合には二つの信号の
中間の位相が得られなくなるため二つの周波数でしが発
振しない動作となるため、それぞれ本発明の目的を達成
できなくなる。

なお、本発明は弾性表面波遅延線を除く他の回路を、集
積回路化して実施することが望ましいが、個別のトラン
ジスタや抵抗を用いて実施しても、本発明の目的は十分
達成される。

以上、本発明の実施例、変形例について説明したが、要
するに本発明は、その要旨を逸脱しない範囲において、
種々に変形して実施することができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明の電圧制御発振器によれば、
制御電圧に対する発振周波数の感度を任意に設定するこ
とができる。そして、極めて安定で位相雑音の少ない電
圧制御発振器が構成できる。さらに、半導体基板チップ
と圧電基板チップの二つのチップで構成することもでき
るため、超小型の電圧制御発振器を提供することが可能
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図は
第１図の実施例の一変形例を示す回路構成図、第３図は
第１図の実施例の他の変形例を示す回路構成図、第４図
は本発明の他の実施例を示す回路構成図、第５図は従来
例を示す回路構成図である。１．３，４，８，９．１０・・・トランジスタ４１、４
２．４５．４６．４７．４８・・トランジスタ５３、５
４．５６．５７．５８．５９・・・トランジスタ２．４
４・・・接地端子５、６．１８．１９．２４．２５・・・抵抗４９、５０
．５１．６８．６９．７０．７１・・・抵抗７．５２・
・・電源端子１１、６０・・・増幅器１２、６１．６２・・・８力端子１３、６３・・・弾性表面波遅延線１４、６４・・・入力インターディジタル電極１５、６
５・・・第一の出力インターディジタル電極１６、６６
・第二の出力インターディジタル電極１７、６７・・・
バイアス回路２０、７２・・・差動増幅器２１、７３・・・制御端子２２・・・ローパス・フィルタ２３、２６・・・コンデンサ４３、５５・・・直流電流源代理人　弁理士　則　近　憲　佑同　　竹花喜久男第１図第２図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）弾性表面波遅延線により得られる位相が異なる２
つの信号をそれぞれ増幅度可変増幅器で増幅後加算する
ことにより信号の位相を変化させる手段と、この位相を変化させた信号を前記弾性表面波遅延線に帰
還する手段とを備え、一方の前記増幅度可変増幅器の増幅度が制御電圧に比例
して変化するように、且つもう一方の前記増幅度可変増幅器の増幅度が制御電
圧に反比例して変化するように、フィードバック制御し
たことを特徴とする電圧制御発振器。