JPS6230521B2 - - Google Patents
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- JPS6230521B2 JPS6230521B2 JP13406280A JP13406280A JPS6230521B2 JP S6230521 B2 JPS6230521 B2 JP S6230521B2 JP 13406280 A JP13406280 A JP 13406280A JP 13406280 A JP13406280 A JP 13406280A JP S6230521 B2 JPS6230521 B2 JP S6230521B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/326—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator the resonator being an acoustic wave device, e.g. SAW or BAW device
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Description
本発明は周波数制御または周波数変調可能な高
周波用の発振器に関するものである。 従来の周波数変調可能な発振器においては、発
振回路の周波数決定素子の一部に可変容量ダイオ
ードを用い、制御信号により発振周波数を変調す
ることが行われている。この様な発振器は回路構
成が簡単であるが、可変容量ダイオード固有の温
度特性や、基準バイアスを与える電源電圧の変動
などのために発振周波数が変化しやすく、可変容
量ダイオードの容量値のバラツキや、容量変化特
性のバラツキのために周波数変調感度が変わるこ
と、さらには周波数可変の直線性があまり良くな
いことなどの欠点を有している。また、発振器を
半導体集積回路で構成しようとする場合、回路と
同時に可変容量ダイオードを集積化することは困
難であり、集積回路化した発振器に可変容量ダイ
オードを付加して用いることは前記安定度や感度
のバラツキの解決にはならないだけでなく、経済
的にもコスト高となる。 本発明は、弾性表面波素子を周波数選択性の移
相素子として用いることにより、上述の従来例の
欠点をなくし、かつ半導体集積回路に適した周波
数変調可能な発振器を提供するものである。以
下、本発明を図示の実施例に基いて説明する。第
１図は本発明の基本ブロツク図であり、第２図は
本発明で使用する弾性表面波素子の振幅特性およ
び位相特性の一例を示す特性図である。第１図に
おいて、１は入力端子６に与えられる入力に対
し、振幅特性は同じで位相特性の異なる２つの出
力をそれぞれ出力端子７，８に出力する弾性表面
波素子であり、それぞれの出力を同じ特性をもつ
増幅器２，３を通して位相合成器４の２つの入力
端子４ａ，４ｂにそれぞれ供給し、位相合成器４
の出力端子４ｃから得られる出力を、インピーダ
ンス変換できる増幅器５を介して元の弾性表面波
素子１の入力端子６に与えることで正帰還ループ
を形成し、増幅器５の一部より出力端子１０に発
振出力を取り出す構成になつている。 上記位相合成器４は、位相の異なる複数の入力
信号をベクトル合成するもので、制御入力端子９
より与えられる制御信号のレベルにより移相量が
調節できる移相器である。 第２図に弾性表面波素子１の振幅特性１１と位
相特性１２を示す。これは、発振可能な発振ルー
プ利得をもち、正帰還するような或る位相θ０の
点の周波数０で安定な発振をし、発振ループ中
の位相合成器５により、最大位相θ１からθ２だ
け移相量を調節することにより、発振周波数は
１から２へ変化し、制御入力信号により周波数
変調されることになる。ここで、Δθ＝θ２−θ
１は弾性表面波素子１の出力の位相差に対応す
る。周波数選択性の移相素子である弾性表面波素
子は、振幅特性が同じで、異なる位相をもつ出力
を取り出すことは容易であり、位相特性の直線性
が良好なため、前述のように発振器を構成する
と、振幅が一定で周波数可変範囲が広く、しかも
直線性の良好な発振器を実現し得る。 第３図は第１図に基づく本発明の実施例の要部
回路構成を示す図で、第１図における位相合成器
４と増幅器５に相当する部分を詳細に示してい
る。同図において、１３は第２図に示すような特
性を有する弾性表面波素子（第１図の１に相当）
であり、その入力端子２１，２２は平衡入力端子
であり、第１図の６に相当する。また、出力端子
２３，２４は第１図の７，８に相当し、これらか
らは振幅特性が同じで位相差Δθ＝θ１−θ２の
２つの出力が得られる。１４，１５は入力信号に
対して正逆２相の等振幅信号を出力する信号形成
回路であるところの増幅器であり、信号が１４よ
りθ1′−θ１の位相で出力され、１５よりθ2′−
θ２の位相で出力される。これらは第１図の増幅
器２，３に相当する。 位相合成器の回路部について説明すると、位相
−θ１の信号はトランジスタQ1のベース電極
に、＋θ１の信号はトランジスタQ2のベース電極
に加えられ、同様に−θ2′＋θ２の信号はトラン
ジスタQ3，Q4のベース電極に加えられる。Q1，
Q2のエミツタ電極は共通接続されており、Q3，
Q4のエミツタ電極も共通接続されている。ま
た、コレクタ電極はQ1，Q3が共通接続されてお
り、Q2，Q4も共通接続されている。 この様な接続構成にすると、負荷抵抗R1には
−θ１と−θ２の入力により、ベクトル合成され
た信号が、そして負荷抵抗R2には＋θ１と＋θ
２の入力によりベクトル合成された信号が生ず
る。その合成比は差動接続された制御用トランジ
スタQ5，Q6に加えられる。第１図の９に相当す
る制御入力端子２５からの制御信号により、トラ
ンジスタQ1，Q2，Q3，Q4に流れる電流を制御
し、例えばR2にはQ2，Q4による入力信号の位相
反転を考慮すれば、（θ１〜θ２）＋πの位相の信
号が生じることは明らかである。同様にR1には
（−θ１〜−θ２）＋πの位相の信号が現われる。
つまりR1，R2を通してθ１〜θ２の移相量が変
化する平衡出力が取出せる。なお、１７は電流源
である。 このような回路構成にしたことによる第１の効
果は、制御信号により、弾性表面波素子で位相の
異なる２つの信号を出し、更に、この２つの信号
の合成比を制御信号により調節する移相回路を正
帰還ループ内に設けて周波数制御を行なうことに
より、可変容量ダイオードを用いないで周波数変
調を可能とすることである。第２の効果は、位相
合成器の入力側および出力側を正逆２相とするこ
とにより、電流路を相補的に共通接続することが
可能になり、電源、アース路に信号成分が洩れ出
ることが防げ、電源、アース等の線路インピーダ
ンスが高くなりがちな集積回路を安定に構成する
ことが可能になることである。すなわち、負荷抵
抗R1，R2に流れる電流は制御入力がどの様な場
合にも相補的であり、それらを共通接続すること
により、電源端子２７からの電流には信号成分は
含まれない。また、トランジスタQ1，Q2のエミ
ツタ電流、トランジスタQ3，Q4のエミツタ電流
もそれぞれ相補的であり、それらを共通接続する
ことにより、制御用トランジスタQ5，Q6には信
号電流は流れない。このため、合成比の制御は直
流的ないしは変調信号周波数での考慮のみで行な
えることになる。 次に第１図の増幅器５に相当する出力増幅回路
部の説明を行う。前述した位相合成後の信号は
R1，R2より、正逆２相の平衡信号として、順方
向で動作しているダイオードQ11，Q12によりほ
とんど減衰することなく、また、位相的にもほと
んど変化することなく、トランジスタQ7，Q8，
Q9，Q10の各ベース電極に加わる。トランジスタ
Q7，Q8のエミツタ電極には入力とほぼ同相の平
衡信号が、また、トランジスタQ9，Q10のコレク
タ電極には入力に対し、ほぼ反転した平衡信号が
取出され、これらの各電極は第３図のように同相
信号同志を等しい値の適当な抵抗負荷R3，R4を
それぞれ介して入力端子２１，２２ならびにトラ
ンジスタQ7，Q8の各エミツタ電極に接続されて
いる。従つて、動作的には、トランジスタQ9，
Q10で構成されている差動増幅回路でトランジス
タQ7，Q8により同相で駆動されている能動負荷
を更に駆動することになる。増幅された平衡信号
はトランジスタQ7，Q8のエミツタ電極より取出
され、弾性表面波素子１３の入力端子２１，２２
に接続され、整合損失を少なくして正帰還ループ
を形成する。更に、トランジスタQ9のコレクタ
電極より増幅器１６を通して必要な発振出力を第
１図の１０に相当する出力端子２６から取出す構
成になつている。なお、R5，R6は抵抗負荷、１
８，１９，２０はは定電流源である。 第３図のような構成にしたことによる第１の効
果は、差動増幅回路構成の有効な利用により、正
帰還ループ出力段と発振出力段を一体化すること
により、電力効率を上げることができることであ
る。すなわち、定電流源１９，２０はダイオード
Q11，Q12を順方向動作させるためのものであ
り、若干の電流であるため、実質的には定電流源
１８の電流のみでこの回路が動作する。第２の効
果は、能動負荷の働きをしているトランジスタ
Q7，Q8のエミツタ電極からみた出力インピーダ
ンスは低いため、低周波では利得がおさえられ、
高周波ではほとんど減衰することがないため、平
担な周波数特性になり、高周波用集積回路には適
したものになる。第３の効果は、補足的ではある
が、出力として、トランジスタQ7，Q8のコレク
タ電極とエミツタ電極、トランジスタQ9，Q10の
コレクタ電極から３つ平衡出力が取出され、出力
インピーダンスおよび周波数特性がそれぞれ異な
るため有効に利用できることである。しかも、こ
の場合は正帰還ループ出力と発振出力が、抵抗負
荷R3，R4により相互干渉を少なくできるため、
安定した発振が可能になつているということであ
る。 第４図は本発明の具体的実施例を示す回路構成
図である。前述したように、弾性表面波素子１３
の出力端子２３，２４には、位相差Δθ＝θ１−
θ２＝90゜をもつ２つの信号が取出され、定電圧
源３２，３３によりベース接地型になつているト
ランジスタQ13およびQ17のそれぞれのエミツタ
電極に入力される。ここで、入力段をベース接地
型にしたのは実施例における弾性表面波素子との
インピーダンス整合に適するためであり、特に限
定されるものではない。 入力端子２３に加えられた信号はトランジスタ
Q13，Q14のベース接地型とトランジスタQ15，
Q16のエミツタ接地型の複合接続による差動増幅
器で増幅され、負荷抵抗R11，R12には平衡型信号
として取出せる。トランジスタQ13，Q14の負荷
抵抗R9，R10がトランジスタQ15，Q16のコレクタ
電極に接続されていることにより、低周波で負帰
還がかかり、高周波での信号は減衰しないので、
平担な周波数特性の平衡出力となる。C1は不平
衡入力の片側の接地容量であり、ここでは高周波
信号を取扱つているので集積回路で十分実施可能
な小容量である。R7，R8は抵抗、R13はコレクタ
電圧調整用抵抗、２８は定電流源である。 同様に入力端子２４に加えられた信号も、入力
端子２３側と全く同じ構成の差動増幅器により、
負荷抵抗R18，R19には平担な周波数特性の平衡型
信号が取出せる。ここで、Q17，Q18，Q19，Q20
はベース接地−エミツタ接地型差動増幅器のトラ
ンジスタ、R14，R15，R16，R17は負荷抵抗、R20
はコレクタ電圧調整用抵抗、C2は小容量の接地
容量、２９は定電流源、３３は定電圧源である。 このように入力端子２３，２４に加えられた位
相の異なる２つの信号は、全く対称で同じ特性を
もつ差動増幅回路で増幅され、位相的には弾性表
面波素子の出力信号の位相差Δθ＝θ１−θ２＝
90゜のままで平衡信号として位相合成器に入力さ
れる。従つて前述した位相合成器の動作により、
負荷抵抗R1，R2にはΔθ＝90゜の位相変化が可
能となる平衡信号が取出され、トランジスタ
Q7，Q8，Q9，Q10により構成される差動増幅器に
より増幅され、正帰還ループ出力としてはトラン
ジスタQ7，Q8のエミツタ電極より低出力インピ
ーダンスで弾性表面波素子１３の平衡入力に整合
するように接続され、安定な発振をする。同時
に、発振出力はトランジスタQ10のコレクタ電極
よりトランジスタQ21のベース電極に与えられ、
必要な発振レベルまで増幅され、出力端子２６お
よび２６′より２つの出力を取出す構成になつて
いる。 位相合成器の合成比は制御入力端子２５からの
制御信号により変化させられるが、抵抗R21，
R22，R23，R24と定電流源３０，３１により、ト
ランジスタQ5，Q6の動作電圧の設定と、制御感
度の調節および直流的平衡のために設けられてい
る。この位相合成器が最適に動作するためには、
合成出力信号の振幅が制御信号により、すなわ
ち、出力位相角により変化しないことが望まし
い。このことはQ5，Q6が平衡状態にある時、
Q1，Q2，Q3，Q4の利得は最大利得（不平衡状態
で生ずる）の１／√２であればよい。この時、合
成出力は
周波用の発振器に関するものである。 従来の周波数変調可能な発振器においては、発
振回路の周波数決定素子の一部に可変容量ダイオ
ードを用い、制御信号により発振周波数を変調す
ることが行われている。この様な発振器は回路構
成が簡単であるが、可変容量ダイオード固有の温
度特性や、基準バイアスを与える電源電圧の変動
などのために発振周波数が変化しやすく、可変容
量ダイオードの容量値のバラツキや、容量変化特
性のバラツキのために周波数変調感度が変わるこ
と、さらには周波数可変の直線性があまり良くな
いことなどの欠点を有している。また、発振器を
半導体集積回路で構成しようとする場合、回路と
同時に可変容量ダイオードを集積化することは困
難であり、集積回路化した発振器に可変容量ダイ
オードを付加して用いることは前記安定度や感度
のバラツキの解決にはならないだけでなく、経済
的にもコスト高となる。 本発明は、弾性表面波素子を周波数選択性の移
相素子として用いることにより、上述の従来例の
欠点をなくし、かつ半導体集積回路に適した周波
数変調可能な発振器を提供するものである。以
下、本発明を図示の実施例に基いて説明する。第
１図は本発明の基本ブロツク図であり、第２図は
本発明で使用する弾性表面波素子の振幅特性およ
び位相特性の一例を示す特性図である。第１図に
おいて、１は入力端子６に与えられる入力に対
し、振幅特性は同じで位相特性の異なる２つの出
力をそれぞれ出力端子７，８に出力する弾性表面
波素子であり、それぞれの出力を同じ特性をもつ
増幅器２，３を通して位相合成器４の２つの入力
端子４ａ，４ｂにそれぞれ供給し、位相合成器４
の出力端子４ｃから得られる出力を、インピーダ
ンス変換できる増幅器５を介して元の弾性表面波
素子１の入力端子６に与えることで正帰還ループ
を形成し、増幅器５の一部より出力端子１０に発
振出力を取り出す構成になつている。 上記位相合成器４は、位相の異なる複数の入力
信号をベクトル合成するもので、制御入力端子９
より与えられる制御信号のレベルにより移相量が
調節できる移相器である。 第２図に弾性表面波素子１の振幅特性１１と位
相特性１２を示す。これは、発振可能な発振ルー
プ利得をもち、正帰還するような或る位相θ０の
点の周波数０で安定な発振をし、発振ループ中
の位相合成器５により、最大位相θ１からθ２だ
け移相量を調節することにより、発振周波数は
１から２へ変化し、制御入力信号により周波数
変調されることになる。ここで、Δθ＝θ２−θ
１は弾性表面波素子１の出力の位相差に対応す
る。周波数選択性の移相素子である弾性表面波素
子は、振幅特性が同じで、異なる位相をもつ出力
を取り出すことは容易であり、位相特性の直線性
が良好なため、前述のように発振器を構成する
と、振幅が一定で周波数可変範囲が広く、しかも
直線性の良好な発振器を実現し得る。 第３図は第１図に基づく本発明の実施例の要部
回路構成を示す図で、第１図における位相合成器
４と増幅器５に相当する部分を詳細に示してい
る。同図において、１３は第２図に示すような特
性を有する弾性表面波素子（第１図の１に相当）
であり、その入力端子２１，２２は平衡入力端子
であり、第１図の６に相当する。また、出力端子
２３，２４は第１図の７，８に相当し、これらか
らは振幅特性が同じで位相差Δθ＝θ１−θ２の
２つの出力が得られる。１４，１５は入力信号に
対して正逆２相の等振幅信号を出力する信号形成
回路であるところの増幅器であり、信号が１４よ
りθ1′−θ１の位相で出力され、１５よりθ2′−
θ２の位相で出力される。これらは第１図の増幅
器２，３に相当する。 位相合成器の回路部について説明すると、位相
−θ１の信号はトランジスタQ1のベース電極
に、＋θ１の信号はトランジスタQ2のベース電極
に加えられ、同様に−θ2′＋θ２の信号はトラン
ジスタQ3，Q4のベース電極に加えられる。Q1，
Q2のエミツタ電極は共通接続されており、Q3，
Q4のエミツタ電極も共通接続されている。ま
た、コレクタ電極はQ1，Q3が共通接続されてお
り、Q2，Q4も共通接続されている。 この様な接続構成にすると、負荷抵抗R1には
−θ１と−θ２の入力により、ベクトル合成され
た信号が、そして負荷抵抗R2には＋θ１と＋θ
２の入力によりベクトル合成された信号が生ず
る。その合成比は差動接続された制御用トランジ
スタQ5，Q6に加えられる。第１図の９に相当す
る制御入力端子２５からの制御信号により、トラ
ンジスタQ1，Q2，Q3，Q4に流れる電流を制御
し、例えばR2にはQ2，Q4による入力信号の位相
反転を考慮すれば、（θ１〜θ２）＋πの位相の信
号が生じることは明らかである。同様にR1には
（−θ１〜−θ２）＋πの位相の信号が現われる。
つまりR1，R2を通してθ１〜θ２の移相量が変
化する平衡出力が取出せる。なお、１７は電流源
である。 このような回路構成にしたことによる第１の効
果は、制御信号により、弾性表面波素子で位相の
異なる２つの信号を出し、更に、この２つの信号
の合成比を制御信号により調節する移相回路を正
帰還ループ内に設けて周波数制御を行なうことに
より、可変容量ダイオードを用いないで周波数変
調を可能とすることである。第２の効果は、位相
合成器の入力側および出力側を正逆２相とするこ
とにより、電流路を相補的に共通接続することが
可能になり、電源、アース路に信号成分が洩れ出
ることが防げ、電源、アース等の線路インピーダ
ンスが高くなりがちな集積回路を安定に構成する
ことが可能になることである。すなわち、負荷抵
抗R1，R2に流れる電流は制御入力がどの様な場
合にも相補的であり、それらを共通接続すること
により、電源端子２７からの電流には信号成分は
含まれない。また、トランジスタQ1，Q2のエミ
ツタ電流、トランジスタQ3，Q4のエミツタ電流
もそれぞれ相補的であり、それらを共通接続する
ことにより、制御用トランジスタQ5，Q6には信
号電流は流れない。このため、合成比の制御は直
流的ないしは変調信号周波数での考慮のみで行な
えることになる。 次に第１図の増幅器５に相当する出力増幅回路
部の説明を行う。前述した位相合成後の信号は
R1，R2より、正逆２相の平衡信号として、順方
向で動作しているダイオードQ11，Q12によりほ
とんど減衰することなく、また、位相的にもほと
んど変化することなく、トランジスタQ7，Q8，
Q9，Q10の各ベース電極に加わる。トランジスタ
Q7，Q8のエミツタ電極には入力とほぼ同相の平
衡信号が、また、トランジスタQ9，Q10のコレク
タ電極には入力に対し、ほぼ反転した平衡信号が
取出され、これらの各電極は第３図のように同相
信号同志を等しい値の適当な抵抗負荷R3，R4を
それぞれ介して入力端子２１，２２ならびにトラ
ンジスタQ7，Q8の各エミツタ電極に接続されて
いる。従つて、動作的には、トランジスタQ9，
Q10で構成されている差動増幅回路でトランジス
タQ7，Q8により同相で駆動されている能動負荷
を更に駆動することになる。増幅された平衡信号
はトランジスタQ7，Q8のエミツタ電極より取出
され、弾性表面波素子１３の入力端子２１，２２
に接続され、整合損失を少なくして正帰還ループ
を形成する。更に、トランジスタQ9のコレクタ
電極より増幅器１６を通して必要な発振出力を第
１図の１０に相当する出力端子２６から取出す構
成になつている。なお、R5，R6は抵抗負荷、１
８，１９，２０はは定電流源である。 第３図のような構成にしたことによる第１の効
果は、差動増幅回路構成の有効な利用により、正
帰還ループ出力段と発振出力段を一体化すること
により、電力効率を上げることができることであ
る。すなわち、定電流源１９，２０はダイオード
Q11，Q12を順方向動作させるためのものであ
り、若干の電流であるため、実質的には定電流源
１８の電流のみでこの回路が動作する。第２の効
果は、能動負荷の働きをしているトランジスタ
Q7，Q8のエミツタ電極からみた出力インピーダ
ンスは低いため、低周波では利得がおさえられ、
高周波ではほとんど減衰することがないため、平
担な周波数特性になり、高周波用集積回路には適
したものになる。第３の効果は、補足的ではある
が、出力として、トランジスタQ7，Q8のコレク
タ電極とエミツタ電極、トランジスタQ9，Q10の
コレクタ電極から３つ平衡出力が取出され、出力
インピーダンスおよび周波数特性がそれぞれ異な
るため有効に利用できることである。しかも、こ
の場合は正帰還ループ出力と発振出力が、抵抗負
荷R3，R4により相互干渉を少なくできるため、
安定した発振が可能になつているということであ
る。 第４図は本発明の具体的実施例を示す回路構成
図である。前述したように、弾性表面波素子１３
の出力端子２３，２４には、位相差Δθ＝θ１−
θ２＝90゜をもつ２つの信号が取出され、定電圧
源３２，３３によりベース接地型になつているト
ランジスタQ13およびQ17のそれぞれのエミツタ
電極に入力される。ここで、入力段をベース接地
型にしたのは実施例における弾性表面波素子との
インピーダンス整合に適するためであり、特に限
定されるものではない。 入力端子２３に加えられた信号はトランジスタ
Q13，Q14のベース接地型とトランジスタQ15，
Q16のエミツタ接地型の複合接続による差動増幅
器で増幅され、負荷抵抗R11，R12には平衡型信号
として取出せる。トランジスタQ13，Q14の負荷
抵抗R9，R10がトランジスタQ15，Q16のコレクタ
電極に接続されていることにより、低周波で負帰
還がかかり、高周波での信号は減衰しないので、
平担な周波数特性の平衡出力となる。C1は不平
衡入力の片側の接地容量であり、ここでは高周波
信号を取扱つているので集積回路で十分実施可能
な小容量である。R7，R8は抵抗、R13はコレクタ
電圧調整用抵抗、２８は定電流源である。 同様に入力端子２４に加えられた信号も、入力
端子２３側と全く同じ構成の差動増幅器により、
負荷抵抗R18，R19には平担な周波数特性の平衡型
信号が取出せる。ここで、Q17，Q18，Q19，Q20
はベース接地−エミツタ接地型差動増幅器のトラ
ンジスタ、R14，R15，R16，R17は負荷抵抗、R20
はコレクタ電圧調整用抵抗、C2は小容量の接地
容量、２９は定電流源、３３は定電圧源である。 このように入力端子２３，２４に加えられた位
相の異なる２つの信号は、全く対称で同じ特性を
もつ差動増幅回路で増幅され、位相的には弾性表
面波素子の出力信号の位相差Δθ＝θ１−θ２＝
90゜のままで平衡信号として位相合成器に入力さ
れる。従つて前述した位相合成器の動作により、
負荷抵抗R1，R2にはΔθ＝90゜の位相変化が可
能となる平衡信号が取出され、トランジスタ
Q7，Q8，Q9，Q10により構成される差動増幅器に
より増幅され、正帰還ループ出力としてはトラン
ジスタQ7，Q8のエミツタ電極より低出力インピ
ーダンスで弾性表面波素子１３の平衡入力に整合
するように接続され、安定な発振をする。同時
に、発振出力はトランジスタQ10のコレクタ電極
よりトランジスタQ21のベース電極に与えられ、
必要な発振レベルまで増幅され、出力端子２６お
よび２６′より２つの出力を取出す構成になつて
いる。 位相合成器の合成比は制御入力端子２５からの
制御信号により変化させられるが、抵抗R21，
R22，R23，R24と定電流源３０，３１により、ト
ランジスタQ5，Q6の動作電圧の設定と、制御感
度の調節および直流的平衡のために設けられてい
る。この位相合成器が最適に動作するためには、
合成出力信号の振幅が制御信号により、すなわ
ち、出力位相角により変化しないことが望まし
い。このことはQ5，Q6が平衡状態にある時、
Q1，Q2，Q3，Q4の利得は最大利得（不平衡状態
で生ずる）の１／√２であればよい。この時、合
成出力は
【式】で表わされ、振幅
は等しくなる。この条件の実現と動作の安定化の
ために各トランジスタQ1，Q2，Q3，Q4のエミツ
タ電極にそれぞれ抵抗R25，R26，R27，R28が接続
されている。R29はコレクタ電圧調整用抵抗であ
る。また、出力増幅回路部の抵抗R30，R31は
R5，R6と図示のように接続することにより、直
流的平衡をとるとともに正帰還ループ利得を平担
周波数特性にする働きもする。C3はトランジス
タQ21のエミツタ接地用容量である。また、L1は
Q21の出力同調コイルの働きをする負荷であり、
適当な巻数比の点を出力端子２６′として50Ω終
端値用出力を取出し、出力端子２６からは同調の
とれていない開放値用出力を取り出す。なお、３
４は定電流源である。 ここで、前述した弾性表面波素子１３について
更に詳しく説明する。第５図は弾性表面波素子の
概略図であり、一般にはＺoＯ基板などの上にく
し形すだれ状電極３５，３６，３７が交叉して設
けられている。入力端子２１，２２より平衡入力
が加えられると、入力電極３５を通して出力電極
３６および３７へと表面波として伝わり、或る周
波数０の近傍の信号だけが出力端子２３および
２４より取出される。この際、遅延時間τ１およ
びτ２を適当な値になるように電極中心間距離を
設定しておくと、振幅特性が同じで、位相の異な
る２つの出力が取出せる。本発明の実施例では、
０＝145MHzで位相差Δθ≒90゜に設計されて
いる。 以上の説明から明らかなように本発明の発振器
は次のような数々のすぐれた特長を有するもので
ある。 (1) 振幅特性が同じで出力位相の異なる弾性表面
波素子を周波数選択性移相素子として使用し、
位相差をもつ２信号の位相合成器を正帰還ルー
プ内に設けることにより、振幅特性が一定で直
線性の良好なFM発振器や電圧制御型発振器を
実現することができる。 (2) 全ての信号経路を相補的に構成し、かつ直流
的には平衡型となるような回路構成を実現する
ことができ、集積回路に好適なものとなる。 (3) 弾性表面波素子と回路側入出力との接続を整
合損失の少ない接続とし、正帰還ループ出力段
と発振出力段を一体化した有効な差動増幅器を
用いているため、電力効率が良い。 (4) その他、移相回路の移相量も合成器の入力信
号の極性を入れかえる（４通りの組合せ）だけ
で、ほぼ全範囲をカバーすることが可能であ
り、また、各増幅段での周波数特性が高周波用
集積回路に適した平担性のものとなる。
ために各トランジスタQ1，Q2，Q3，Q4のエミツ
タ電極にそれぞれ抵抗R25，R26，R27，R28が接続
されている。R29はコレクタ電圧調整用抵抗であ
る。また、出力増幅回路部の抵抗R30，R31は
R5，R6と図示のように接続することにより、直
流的平衡をとるとともに正帰還ループ利得を平担
周波数特性にする働きもする。C3はトランジス
タQ21のエミツタ接地用容量である。また、L1は
Q21の出力同調コイルの働きをする負荷であり、
適当な巻数比の点を出力端子２６′として50Ω終
端値用出力を取出し、出力端子２６からは同調の
とれていない開放値用出力を取り出す。なお、３
４は定電流源である。 ここで、前述した弾性表面波素子１３について
更に詳しく説明する。第５図は弾性表面波素子の
概略図であり、一般にはＺoＯ基板などの上にく
し形すだれ状電極３５，３６，３７が交叉して設
けられている。入力端子２１，２２より平衡入力
が加えられると、入力電極３５を通して出力電極
３６および３７へと表面波として伝わり、或る周
波数０の近傍の信号だけが出力端子２３および
２４より取出される。この際、遅延時間τ１およ
びτ２を適当な値になるように電極中心間距離を
設定しておくと、振幅特性が同じで、位相の異な
る２つの出力が取出せる。本発明の実施例では、
０＝145MHzで位相差Δθ≒90゜に設計されて
いる。 以上の説明から明らかなように本発明の発振器
は次のような数々のすぐれた特長を有するもので
ある。 (1) 振幅特性が同じで出力位相の異なる弾性表面
波素子を周波数選択性移相素子として使用し、
位相差をもつ２信号の位相合成器を正帰還ルー
プ内に設けることにより、振幅特性が一定で直
線性の良好なFM発振器や電圧制御型発振器を
実現することができる。 (2) 全ての信号経路を相補的に構成し、かつ直流
的には平衡型となるような回路構成を実現する
ことができ、集積回路に好適なものとなる。 (3) 弾性表面波素子と回路側入出力との接続を整
合損失の少ない接続とし、正帰還ループ出力段
と発振出力段を一体化した有効な差動増幅器を
用いているため、電力効率が良い。 (4) その他、移相回路の移相量も合成器の入力信
号の極性を入れかえる（４通りの組合せ）だけ
で、ほぼ全範囲をカバーすることが可能であ
り、また、各増幅段での周波数特性が高周波用
集積回路に適した平担性のものとなる。
第１図は本発明の基本的ブロツク構成図、第２
図は弾性表面波素子の特性例図、第３図は本発明
の実施例の要部回路構成図、第４図は本発明の具
体的実施例の回路構成図、第５図は弾性表面波素
子の概略図である。 １，１３……弾性表面波素子、２，３，５，１
４，１５，１６……増幅器、４……位相合成器、
６……入力端子、７，８……出力端子、１８……
定電流源、Q1，Q2，Q3，Q4……位相合成用のト
ランジスタ、Q5，Q6……位相合成制御用のトラ
ンジスタ、Q7，Q8，Q9，Q10……出力増幅用のト
ランジスタ、Q11，Q12……ダイオード、R3，
R4，R5，R6……抵抗負荷。
図は弾性表面波素子の特性例図、第３図は本発明
の実施例の要部回路構成図、第４図は本発明の具
体的実施例の回路構成図、第５図は弾性表面波素
子の概略図である。 １，１３……弾性表面波素子、２，３，５，１
４，１５，１６……増幅器、４……位相合成器、
６……入力端子、７，８……出力端子、１８……
定電流源、Q1，Q2，Q3，Q4……位相合成用のト
ランジスタ、Q5，Q6……位相合成制御用のトラ
ンジスタ、Q7，Q8，Q9，Q10……出力増幅用のト
ランジスタ、Q11，Q12……ダイオード、R3，
R4，R5，R6……抵抗負荷。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力端子に信号が入力されると位相が異なる
信号を第１および第２の出力端子に出力する弾性
表面波素子と、前記弾性表面波素子の第１および
第２の出力端子から得られる信号を合成し、か
つ、その信号合成比を制御することのできる位相
合成器と、その位相合成器の出力信号を増幅し、
その一部を前記弾性表面波素子の入力端子へ正帰
還するごとく供給する増幅器を具備してなり、前
記位相合成器はそれぞれエミツタを共通接続した
第１と第２のトランジスタおよび第３と第４のト
ランジスタと、エミツタを共通にして差動接続さ
れた第５と第６のトランジスタを有し、前記第１
と第３のトランジスタのコレクタおよび前記第２
と第４のトランジスタのコレクタはそれぞれ共通
接続され、前記第１と第２のトランジスタのエミ
ツタおよび前記第３と第４のトランジスタのエミ
ツタはそれぞれ前記第５と第６のトランジスタの
各コレクタに接続され、前記第１と第２のトラン
ジスタの各ベースには同一相に属する極性の異な
る信号が与えられ、前記第３と第４のトランジス
タの各ベースには前記相と異なる相に属する極性
の異なる信号が与えられ、かつ前記第５と第６の
トランジスタの少なくとも一方のベースに前記位
相合成比の制御信号が与えられ、前記第１と第３
のトランジスタのコレクタと前記第２と第４のト
ランジスタのコレクタから平衡型の位相合成信号
を得るように構成されていることを特徴とする発
振器。 ２ 特許請求の範囲第１項の記載において、前記
増幅器は、第７のトランジスタのエミツタと第10
のトランジスタのコレクタ間、および第８のトラ
ンジスタのエミツタと第９のトランジスタのコレ
クタ間にそれぞれ等しい値の抵抗を接続し、前記
第７と第８のトランジスタのコレクタにそれぞれ
抵抗負荷を接続し、前記第９と第10のトランジス
タのそれぞれのエミツタを共通電流路に接続し、
前記第７と第９のトランジスタのベース間および
前記第８と第10のトランジスタのベース間にそれ
ぞれ順方向動作のダイオードを接続し、前記第７
と第８のトランジスタのベースまたは前記第９と
第10のトランジスタのベースに前記平衡型位相合
成信号を与え、前記第７と第８のトランジスタの
それぞれのエミツタおよび、それぞれのコレク
タ、前記第９と第10のトランジスタのそれぞれの
コレクタを出力端子とし、それらのうち、いずれ
か一組の出力端子を前記弾性表面波素子の各入力
端子に接続し、残りの出力端子から発振出力信号
を取出すように構成したことを特徴とする発振
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55134062A JPS5758403A (en) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | Oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55134062A JPS5758403A (en) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | Oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5758403A JPS5758403A (en) | 1982-04-08 |
| JPS6230521B2 true JPS6230521B2 (ja) | 1987-07-02 |
Family
ID=15119467
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55134062A Granted JPS5758403A (en) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | Oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5758403A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60177705A (ja) * | 1984-02-23 | 1985-09-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 発振器 |
| JPS6120405A (ja) * | 1984-07-06 | 1986-01-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 発振器 |
| US6327463B1 (en) | 1998-05-29 | 2001-12-04 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for generating a variable capacitance for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| US6167245A (en) | 1998-05-29 | 2000-12-26 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for operating a PLL with a phase detector/sample hold circuit for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| US6308055B1 (en) | 1998-05-29 | 2001-10-23 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for operating a PLL for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| JP6606970B2 (ja) * | 2015-10-26 | 2019-11-20 | セイコーエプソン株式会社 | 発振回路、発振モジュール、電子機器及び移動体 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5573105A (en) * | 1978-11-27 | 1980-06-02 | Toshiba Corp | Elastic surface wave oscillator |
-
1980
- 1980-09-25 JP JP55134062A patent/JPS5758403A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5758403A (en) | 1982-04-08 |
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