JP6049593B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、半導体スイッチング素子を並列接続してアームを構成して電力変換を行う電力変換装置に関するものである。

従来、変換器の大電流化や効率改善方法として半導体スイッチング素子を並列に配置し電流容量を増加させ、また半導体スイッチング素子を並列に接続して導通損失を低減して高効率化する方法が適用されている。

導通損失をさらに低減するため、スイッチングの能力の異なる半導体スイッチング素子を並列に接続し、スイッチング損失の低い半導体スイッチング素子を先にオンさせて、スイッチング損失を低減し、次に導通損失の低い半導体スイッチング素子をオンさせて、オフする場合は、逆の順序で動作させることで、スイッチング損失の増加を抑えて導通損失を低減する方法が開示されている（例えば、特許文献１）。

特許５１１８２５８号公報（段落［００１１］〜［００２２］、図１、３、４）

特許文献１の発明では、最初にオン動作を行う半導体スイッチング素子は、続けて導通損失の小さい半導体スイッチング素子がオンするまでその素子のみで電流を流す必要がある。この半導体スイッチング素子で電流を流す期間が長くなればこの素子の発熱が増加し、発熱を抑えるために必要以上の電流容量の半導体を選択する必要があるという問題があった。

この発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、並列に接続された半導体スイッチング素子のオンオフタイミングがずれている場合でも、１つの半導体スイッチング素子に電流が集中することなく、各半導体スイッチング素子で分流することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、直流電圧源の直流電力を交流系統に供給する交流電力に変換する電力変換装置において、複数の半導体スイッチング素子を並列に接続した上部アームと下部アームでブリッジ回路を複数構成し、半導体スイッチング素子は逆並列に接続されたダイオードを備え、各ブリッジ回路は上部アームと下部アームの接続点にそれぞれの分流リアクトルの一端を接続し、それぞれの分流リアクトルの他端を接続し、さらに分流リアクトルの接続点にフィルタリアクトルの一端を接続し、各ブリッジ回路のフィルタリアクトルの他端は交流系統に接続し、ブリッジ回路の分流リアクトルの１つは分流リアクトルの上部アームと下部アームの接続点の方が分流リアクトルの他端子同士を接続した点よりも電位が高い期間を有し、他の分流リアクトルはその期間において分流リアクトルの他端子同士を接続した点の方が分流リアクトルの上部アームと下部アームの接続点よりも電位が高い期間を有する構成としたものである。

この発明に係る電力変換装置は、上記のように構成されているため、並列に接続された半導体スイッチング素子のスイッチングタイミングがずれた場合にも電流を分流させ続けることができるため、半導体スイッチング素子の定格電流を小さくできる。

この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る系統連系インバータの構成図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る系統連系インバータの電流波形と駆動信号のタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る系統連系インバータの説明用のタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る系統連系インバータの他の構成図である。 この発明の実施の形態２の電力変換装置に係る昇圧回路の構成図である。 この発明の実施の形態２の電力変換装置に係る昇圧回路の電流波形と駆動信号のタイミングチャートである。 この発明の実施の形態２の電力変換装置に係る昇圧回路の説明用のタイミングチャートである。 この発明の実施の形態３の電力変換装置に係る系統連系インバータの構成図である。 この発明の実施の形態３の電力変換装置に係る電流波形とＰＷＭ信号調整量のタイミングチャートである。

実施の形態１．
実施の形態１は、２つの半導体スイッチング素子を並列に接続した上部アームと下部アームでブリッジ回路を構成し、上部アームと下部アームの接続点に各分流リアクトルの一端を接続し、各分流リアクトルの他端の接続点にフィルタリアクトルを接続する構成を基本とする電力変換部を備えた電力変換装置を、直流電圧源から供給される直流電力を交流電力に変換する系統連系インバータに適用したものである。

以下、本願発明の実施の形態１に係る電力変換装置１の構成、動作について、電力変換装置に係る系統連系インバータの構成図である図１、系統連系インバータの電流波形と駆動信号のタイミングチャートである図２、説明用のタイミングチャートである図３、および他の構成図である図４に基づいて説明する。

図１は、本発明の実施の形態１の電力変換装置１を含む系統連系インバータ全体のシステム構成を示す。システム全体は、電力変換装置１、直流電圧源２、および交流系統３から構成される。電力変換装置１は、直流電力を交流電力に変換するインバータの機能を果たし、入力電力源としての直流電圧源２から供給される直流電力が電力変換装置１で交流電力に変換されて、交流系統３に供給される。

次に、電力変換装置１の全体構成を図１に基づいて説明する。電力変換装置１は、大きく電力変換部と制御部から構成される。
電力変換部は、半導体スイッチング素子２１〜２８と、分流リアクトル１１〜１４と、フィルタリアクトル１５と、フィルタコンデンサ１６とから構成される。
さらに電力変換部は、半導体スイッチング素子２１〜２８の制御に必要な電圧、電流信号を検出するための検出器を備える。直流電圧源２の電圧を検出する直流電圧検出器１７、フィルタコンデンサ１６の電圧を検出する交流電圧検出器１８、およびフィルタリアクトル１５の電流を検出するフィルタリアクトル電流検出器１９を備える。

制御部は、制御装置３０と駆動回路３１〜３４から構成される。制御装置３０には、直流電圧検出器１７、交流電圧検出器１８、およびフィルタリアクトル電流検出器１９からの電圧、電流信号が入力されている。
制御装置３０は、各検出器からの電圧、電流信号に基づき、半導体スイッチング素子２１〜２８を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成し、駆動回路３１〜３４に出力する。
駆動回路３１は、半導体スイッチング素子２１、２２を駆動し、駆動回路３２は半導体スイッチング素子２３、２４を駆動する。駆動回路３３は半導体スイッチング素子２５、２６を駆動し、駆動回路３４は半導体スイッチング素子２７、２８を駆動する。

電力変換部の主要部を構成する半導体スイッチング素子２１〜２８と、分流リアクトル１１〜１４と、フィルタリアクトル１５についてさらに説明する。なお、半導体スイッチング素子２５〜２８と分流リアクトル１３、１４で構成された変換回路は、半導体スイッチング素子２１〜２４と分流リアクトル１１、１２で構成された変換回路と構成、機能は同じであるため、適宜半導体スイッチング素子２１〜２４と分流リアクトル１１、１２で構成された変換回路を代表として説明する。
以降の説明において、半導体スイッチング素子２１〜２８部全体をいう場合は、適宜半導体スイッチング部と記載する。

半導体スイッチング素子２１と２２は並列に接続され上部アームを構成し、半導体スイッチング素子２３と２４は並列に接続され下部アームを構成している。半導体スイッチング素子２１と２２の上部アームと半導体スイッチング素子２３と２４の下部アームでブリッジ回路を構成している。一方の上部アームと下部アームの接続点である半導体スイッチング素子２１と２３の接続点Ａに分流リアクトル１１の一端が接続されている。他方の上部アームと下部アームの接続点である半導体スイッチング素子２２と２４の接続点Ｂに分流リアクトル１２の一端が接続されている。分流リアクトル１１および１２のそれぞれの他端を接続し、この接続点Ｃにフィルタリアクトル１５の半導体スイッチング部側の上部端を接続している。

半導体スイッチング素子２５〜２８と分流リアクトル１３、１４で構成された変換回路については、半導体スイッチング素子２１〜２４と分流リアクトル１１、１２で構成された変換回路と同様の構成である。
一方の上部アームと下部アームの接続点である半導体スイッチング素子２５と２６の接続点Ｄに分流リアクトル１３の一端が接続されている。他方の上部アームと下部アームの接続点である半導体スイッチング素子２６と２８の接続点Ｅに分流リアクトル１４の一端が接続されている。分流リアクトル１３および１４のそれぞれの他端を接続し、この接続点Ｆにフィルタリアクトル１５の半導体スイッチング部側の下端を接続している。

なお、半導体スイッチング素子２１〜２８には、それぞれ逆並列にダイオード２１Ｄ〜２８Ｄが接続されている。図１では、半導体スイッチング素子２１に逆並列接続されたダイオード２１Ｄのみを記載し、ダイオード２２Ｄ〜２８Ｄは省略している。

次に電力変換装置１の機能、動作を、図１〜図３に基づいて説明する。
図２は、半導体スイッチング素子２１〜２４に流れる電流（１００１〜１００４）と分流リアクトル１１、１２に流れる電流（１００５、１００６）と半導体スイッチング素子２１、２２、２７、２８の駆動信号（１００７）のタイミングチャートを表している。
なお、図２では半導体スイッチング素子２１〜２４に流れる電流（１００１〜１００４）は、半導体スイッチング素子２１〜２４自体に流れる電流のみでなく、逆並列に接続されたダイオード２１Ｄ〜２４Ｄに流れる電流を合わせた電流を表している。例えば、半導体スイッチング素子２１に流れる電流（１００１）は、半導体スイッチング素子２１に流れる電流とダイオード２１Ｄに流れる電流を合わせた電流である。
なお、駆動信号は半導体スイッチング素子と区別するために、Ｓを付加している（例えば、半導体スイッチング素子２１の駆動信号はＳ２１）。

また、図３は本発明の主要構成要素である分流リアクトル１１〜１４がない場合の動作、すなわち分流リアクトル１１〜１４の効果を説明するためのタイミングチャートである。
半導体スイッチング素子２１〜２４に流れる電流を１０１１〜１０１４で表し、フィルタリアクトル１５に流れる電流を１０１５で表し、半導体スイッチング素子２１、２２、２７、２８の駆動信号を１００７で表している。

まず、図１、図２に基づいて電力変換装置１の機能、動作を分流リアクトル１１〜１４の機能を中心に説明する。

スイッチングのタイミングとして図２のｔ０で半導体スイッチング素子２１、２２、２７、２８が全てオンの状態で、半導体スイッチング素子２３、２４、２５、２６が全てオフの状態であるとする。このとき分流リアクトル１１と分流リアクトル１２の合計電流がフィルタリアクトル１５に流れている。

次に時刻ｔ１は半導体スイッチング素子２１、２２、２７、２８の駆動信号がオフとなったとする。このとき、半導体スイッチング素子２３、２４、２５、２６は上下の半導体スイッチング素子のアーム短絡を防ぐためにまだオンしていない。ここでは例として、半導体スイッチング素子２２のオンオフ動作が少し遅れ、他の素子は全て同時にオンオフ動作すると仮定する。

同一の駆動回路を用いた状況でスイッチングのオンオフ動作が遅れる要因としては、駆動信号配線距離や半導体スイッチング素子の素子特性のばらつきによるものが考えられる。駆動回路が各半導体スイッチング素子に個別に設置されている場合には、駆動回路自体のばらつきによってもオンオフ動作がずれることがある。

今、半導体スイッチング素子２２を残して、半導体スイッチング素子２１、２７、２８はオフ状態となる。このときスイッチング素子がオフしてもフィルタリアクトル１５には同じだけの電流が流れ続けようとする。
このとき分流リアクトル１１〜１４にも同様に同じだけの電流が流れ続けようとする。このため、分流リアクトル１２には、フィルタリアクトル１５→交流系統３→分流リアクトル１３、１４→半導体スイッチング素子２５、２６に逆並列接続されたダイオード２５Ｄ、２６Ｄ→半導体スイッチング素子２２を通る経路で電流が流れ続ける。
分流リアクトル１１には、フィルタリアクトル１５→交流系統３→分流リアクトル１３、１４→半導体スイッチング素子２５、２６に逆並列接続されたダイオード２５Ｄ、２６Ｄ→直流電圧源２→半導体スイッチング素子２３に逆並列接続されたダイオード２３Ｄを通る経路で電流が流れる。分流リアクトル１３、１４には上述の経路で電流が流れる。
半導体スイッチング素子２５、２６は同じ上部アームを構成する半導体スイッチング素子で分流している。しかし、半導体スイッチング素子２２と半導体スイッチング素子２３は別のアームを構成する半導体スイッチング素子で分流していることになる。

このとき、分流リアクトル１１と分流リアクトル１２には半導体スイッチング素子２２と半導体スイッチング素子２３に逆並列接続されたダイオード２３Ｄを通して流れるため、分流リアクトル１１と分流リアクトル１２で直流電圧２を分圧している。比率はその他のフィルタリアクトル１５や交流系統３の瞬時電圧によって変わるが、ｔ１〜ｔ２のタイミングでは、分流リアクトル１１は電流の流れる上側（Ａ点）をマイナス、下側（Ｃ点）をプラスとした電位を持つ。
分流リアクトル１２は電流の流れの下側（Ｃ点）をマイナス、上側（Ｂ点）をプラスとした電位を持つ。このため、分流リアクトル１１はｔ１〜ｔ２の期間では電流が減少し、分流リアクトル１２はｔ１〜ｔ２の間で電流が増加する。

その後ｔ２で遅れて半導体スイッチング素子２２がオフする。このため、フィルタリアクトル１５→交流系統３→分流リアクトル１３、１４→半導体スイッチング素子２５、２６に逆並列接続されたダイオード２５Ｄ、２６Ｄ→直流電圧源２→半導体スイッチング素子２３、２４に逆並列接続されたダイオード２３Ｄ、２４Ｄ→分流リアクトル１１、１２を通る電流経路によって電流が流れ続ける状態へと移行する。この状態は一般的なインバータの動作状態である。

ここで、分流リアクトル１１〜１４がない場合の動作について、図３に基づいて説明する。
分流リアクトルが存在しない場合の時刻ｔ１の動作を説明する。フィルタリアクトル１５には、同じだけの電流が流れ続けようとする。半導体スイッチング素子２２がオンしている状況であるため、半導体スイッチング素子２２→フィルタリアクトル１５→交流系統３→半導体スイッチング素子２５、２６に逆並列接続されたダイオード２５Ｄ、２６Ｄによる電流経路で電流が流れ続ける。
半導体スイッチング素子２５、２６に逆並列接続されたダイオード２５Ｄ、２６Ｄは分流して流れることができる。しかし、半導体スイッチング素子２１はオフ状態であるため、これまで分流して流れていた電流が半導体スイッチング素子２２に全て流れることとなる。

図２に戻って、電力変換装置１の機能、動作の説明を続ける。
その後、すべての半導体スイッチング素子がオフ状態であるデッドタイムを経て、時刻ｔ２−１にて半導体スイッチング素子２３、２４、２５、２６がオンとなる。デッドタイムは一般的には数マイクロ秒程度である。
フィルタリアクトル１５は同じだけの電流を流そうとしているので、電流の向きは変わらず同じ方向に流れようとする。このため、半導体スイッチング素子２３、２４、２５、２６がオンとなった場合でも、半導体スイッチング素子に逆並列して接続されたダイオード２３Ｄ、２４Ｄ、２５Ｄ、２６Ｄから半導体スイッチング素子に電流の通過箇所が変わっただけで、電流経路に影響はない。
したがって、今想定している電流の向きにおいて、半導体スイッチング素子２３、２４、２５、２６のオンオフ動作が多少ずれていたとしても電流経路に影響はない。

その後、時刻ｔ２−２にて半導体スイッチング素子２３、２４、２５、２６がオフとなり、すべての半導体スイッチング素子がオフ状態であるデッドタイムの期間となる。この時も、電流経路は変わらないため、今想定している電流の向きにおいて、半導体スイッチング素子２３、２４、２５、２６のオンオフ動作が多少ずれていたとしても電流経路に影響はない。

次に、今時刻ｔ３となると、半導体スイッチング素子２１、２７、２８がオンする。半導体スイッチング素子２２は駆動が遅れるためオフ状態であると仮定する。
このとき、直流電圧源２のエネルギーが半導体スイッチング素子２１→分流リアクトル１１→フィルタリアクトル１５→交流系統３→分流リアクトル１３、１４−半導体スイッチング素子２７、２８を経路として伝達される。
しかし、半導体スイッチング素子２２はオフであるため、半導体スイッチング素子２２を経由して電流は流れない。但し、分流リアクトル１２は電流を流し続けるため、フィルタリアクトル１５→交流系統３→分流リアクトル１３、１４→半導体スイッチング素子２７、２８−半導体スイッチング素子２４に逆並列接続されたダイオード２４Ｄを通過して電流経路が形成される。分流リアクトル１３、１４は上述の経路で電流が流れる。
半導体スイッチング素子２７、２８は同じ下部アームの半導体スイッチング素子で分流し、半導体スイッチング素子２１と半導体スイッチング素子２４は別のアームの半導体スイッチング素子で分流していることになる。

このとき、分流リアクトル１１と分流リアクトル１２は半導体スイッチング素子２１と半導体スイッチング素子２４に逆並列接続されたダイオード２４Ｄを通して流れるから分流リアクトル１１と分流リアクトル１２で直流電圧２を分圧している。比率はその他のフィルタリアクトルや交流系統３の瞬時電圧によって変わるが、ｔ３〜ｔ４のタイミングでは、分流リアクトル１１は電流の流れる上側（Ａ点）をプラス、下側（Ｃ点）をマイナスとした電位を持ち、分流リアクトル１２は電流の流れの下側（Ｃ点）をプラス、上側（Ｂ点）をマイナスとした電位を持つ。このため、分流リアクトル１１はｔ３〜ｔ４の期間では電流が増加し、分流リアクトル１２はｔ３〜ｔ４の間で電流が減少する。

その後、時刻ｔ４で半導体スイッチング素子２２が遅れてオンする。これによってフィルタリアクトル１５→交流系統３→分流リアクトル１３、１４→半導体スイッチング素子２７、２８の電流経路が形成される状態へと移行する。この状態は一般的なインバータの動作状態である。

ここで、分流リアクトル１１〜１４がない場合の動作について、図３に基づいて説明する。
分流リアクトルが存在しない場合の時刻ｔ３の動作を説明する。フィルタリアクトル１５は電流を流し続けようとする。半導体スイッチング素子２２がオフしている状況であるため、半導体スイッチング素子２１→フィルタリアクトル１５→交流系統３→半導体スイッチング素子２７、２８による電流経路で電流が流れ続ける。半導体スイッチング素子２７、２８は分流して流れることができるが、半導体スイッチング素子２２はオフ状態であるため、これまで分流して流れていた電流が半導体スイッチング素子２１に全て流れることとなる。

以上のように、分流リアクトル１１〜１４を備えることで、スイッチングタイミングのずれによって並列接続した半導体スイッチング素子の１つに全ての電流が流れることを防止でき、常に２つ以上の素子に分流させることが可能となる。

次に、実施の形態１の電力変換装置１の他の実施の例を図４に基づいて説明する。
実施の形態１の電力変換装置１との差異は、制御部の構成の違いである。半導体スイッチング素子２１〜２８それぞれに対して駆動回路１３１〜１３８を設けている。
実施の形態１の電力変換装置１と区別するために、電力変換装置１０１、制御装置１３０、駆動回路１３１〜１３８としている。電力変換部は電力変換装置１と変わらないため、同一の符号を付している。

駆動回路１３１は半導体スイッチング素子２１を駆動し、駆動回路１３２は半導体スイッチング素子２２を駆動し、 駆動回路１３３は半導体スイッチング素子２３を駆動し、駆動回路１３４は半導体スイッチング素子２４を駆動する。
駆動回路１３５〜１３８も同様に、それぞれ半導体スイッチング素子２５〜２８を駆動している。

電力変換装置１０１のようにそれぞれの半導体スイッチング素子２１〜２８がそれぞれ別々の駆動回路１３１〜１３８を備えている場合は、駆動信号のばらつきがより顕著になり、並列に接続された半導体スイッチング素子のオンオフ動作がずれる可能性が大きくなる。しかし、この場合でも分流リアクトル１１〜１４を備えることでスイッチングタイミングのずれによって並列接続した半導体スイッチング素子の１つに全ての電流が流れることを防止でき、常に２つ以上の素子に分流させることが可能となる。

なお、以上の説明において、直流電圧源２を電力変換装置の入力電源として使用しているが、入力電源としては太陽電池、燃料電池等の分散型直流電源や、昇圧回路や降圧回路を介したこれら直流電源であってもよい。

また、半導体スイッチング素子２１〜２８はＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を記載しているが、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）などその他の自励式半導体スイッチング素子としてもよい。

以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置は、２つの半導体スイッチング素子を並列に接続した上部アームと下部アームでブリッジ回路を構成し、上部アームと下部アームの接続点に各分流リアクトルの一端を接続し、各分流リアクトルの他端の接続点にフィルタリアクトルを接続する構成を基本とする電力変換部を備えたものであり、これを直流電圧源から供給される直流電力を交流電力に変換する系統連系インバータに適用したものである。このため、実施の形態１の電力変換装置は、並列に接続された半導体スイッチング素子のスイッチングタイミングがずれた場合にも電流を分流させ続けることができるため、半導体スイッチング素子の定格電流を小さくすることができる。このため、省エネルギーの効果がある。

実施の形態２．
実施の形態２の電力変換装置は、２つの半導体スイッチング素子を並列に接続した上部アームと下部アームでブリッジ回路を構成し、上部アームと下部アームの接続点に各分流リアクトルの一端を接続し、各分流リアクトルの他端の接続点にフィルタリアクトルを接続する構成を基本とする電力変換部を備えた電力変換装置を、直流電圧源から供給される直流電圧を昇圧して、負荷に供給する昇圧回路に適用したものである。

本願発明の実施の形態２に係る電力変換装置２０１の構成、動作について、電力変換装置に係る昇圧回路の構成図である図５、昇圧回路の電流波形と駆動信号のタイミングチャートである図６、および説明用のタイミングチャートである図７に基づいて説明する。

図５は、本発明の実施の形態２の電力変換装置２０１を含む昇圧回路全体のシステム構成を示す。システム全体は、電力変換装置２０１、直流電圧源２０２、および負荷２０３から構成される。電力変換装置２０１は、直流電圧を直流電圧に変換する昇圧回路の機能を果たし、入力電力源としての直流電圧源２０２から供給される直流電圧が電力変換装置２０１で別の直流電圧に昇圧されて、負荷２０３に供給される。

次に、電力変換装置２０１の全体構成を図５に基づいて説明する。電力変換装置２０１は、大きく電力変換部と制御部から構成される。
電力変換部は、半導体スイッチング素子２２１〜２２４と、分流リアクトル２１１、２１２と、フィルタリアクトル２１３と、出力電圧平滑コンデンサ２１４とから構成される。
さらに電力変換部は、半導体スイッチング素子２２１〜２２４の制御に必要な電圧、電流信号を検出するための検出器を備える。直流電圧源２０２の電圧を検出する直流電圧検出器２１５、出力電圧平滑コンデンサ２１４の電圧を検出する出力電圧検出器２１６、およびフィルタリアクトル２１３の電流を検出するフィルタリアクトル電流検出器２１７を備える。なお、フィルタリアクトル２１３は、昇圧リアクトルの機能を果たす。

制御部は、制御装置２３０と駆動回路２３１〜２３４から構成される。制御装置２３０には、直流電圧検出器２１５、出力電圧検出器２１６、およびフィルタリアクトル電流検出器２１７からの電圧、電流信号が入力されている。
制御装置２３０は、各検出器からの電圧、電流信号に基づき、半導体スイッチング素子２２１〜２２４を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成し、駆動回路２３１〜２３４に出力する。
駆動回路２３１は半導体スイッチング素子２２１を駆動し、駆動回路２３２は半導体スイッチング素子２２２を駆動する。駆動回路２３３は半導体スイッチング素子２２３を駆動し、駆動回路２３４は半導体スイッチング素子２２４を駆動する。

電力変換部の主要部を構成する半導体スイッチング素子２２１〜２２４と、分流リアクトル２１１、２１２と、フィルタリアクトル２１３についてさらに説明する。
半導体スイッチング素子２２１と２２２は並列に接続され上部アームを構成し、半導体スイッチング素子２２３と２２４は並列に接続され下部アームを構成している。半導体スイッチング素子２２１と２２２の上部アームと半導体スイッチング素子２２３と２２４の下部アームでブリッジ回路を構成している。一方の上部アームと下部アームの接続点である半導体スイッチング素子２２１と２２３の接続点Ｇに分流リアクトル２１１の一端が接続されている。他方の上部アームと下部アームの接続点である半導体スイッチング素子２２２と２２４の接続点Ｈに分流リアクトル２１２の一端が接続されている。分流リアクトル２１１および２１２のそれぞれの他端を接続し、この接続点Ｉにフィルタリアクトル２１３の一端を接続している。

なお、半導体スイッチング素子２２１〜２２４には、それぞれ逆並列にダイオード２２１Ｄ〜２２４Ｄが接続されている。図５では、半導体スイッチング素子２２１に逆並列接続されたダイオード２２１Ｄのみを記載し、ダイオード２２２Ｄ〜２２４Ｄは省略している。

次に電力変換装置２０１の機能、動作を、図５〜図７に基づいて説明する。
図６は、半導体スイッチング素子２２１〜２２４に流れる電流（２００３、２００４、２００１、２００２）と分流リアクトル２１１、２１２に流れる電流（２００５、２００６）と半導体スイッチング素子２２３、２２４の駆動信号（２００７）のタイミングチャートを表している。
なお、半導体スイッチング素子２２１〜２２４に流れる電流（２００３、２００４、２００１、２００２）は、半導体スイッチング素子２２１〜２２４自体に流れる電流のみでなく、逆並列に接続されたダイオード２２１Ｄ〜２２４Ｄに流れる電流を合わせた電流を表している。

また、図７は本発明の主要構成要素である分流リアクトル２１１、２１２がない場合の動作、すなわち分流リアクトル２１１、２１２の効果を説明するためのタイミングチャートである。
半導体スイッチング素子２２１〜２２４に流れる電流を２０１３、２０１４、２０１１、２０１２で表し、フィルタリアクトル２１３に流れる電流を２０１５で表し、半導体スイッチング素子２２３、２２４の駆動信号を２００７で表している。

まず、図５、図６に基づいて電力変換装置２０１の機能、動作を分流リアクトル２１１、２１２の機能を中心に説明する。

今、スイッチングのタイミングとして図６のｔ０で半導体スイッチング素子２２３、２２４が共にオンの状態で、半導体スイッチング素子２２１、２２２が共にオフの状態であるとする。このとき分流リアクトル２１１と分流リアクトル２１２の合計電流がフィルタリアクトル２１３に流れている。

今時刻ｔ１で半導体スイッチング素子２２３がオフする。ここでは例として半導体スイッチング素子２２４のオンオフ動作が少し遅れることを仮定する。別々の駆動回路を用いた場合では実施の形態１でも述べたように駆動回路で使用されている部品のばらつきもオンオフのばらつきの要因となる。

このときフィルタリアクトル２１３は、同じ電流を流し続けようとする。このため、半導体スイッチング素子がオフしても同じだけの電流が流れ続けようとする。このとき分流リアクトル２１１、２１２にも同様にこれまでと同じだけの電流が流れ続けようとする。このため、分流リアクトル２１１には半導体スイッチング素子２２１に逆並列接続されたダイオード２２１Ｄ→負荷２０３→直流電圧源２０２→フィルタリアクトル２１３を通る経路で電流が流れ続ける。
分流リアクトル２１２には半導体スイッチング素子２２４→直流電圧源２０２→フィルタリアクトル２１３を通る経路で電流が流れる。これはフィルタリアクトル２１３の電流を半導体スイッチング素子２２１と半導体スイッチング素子２２４で分流していることを意味している。

その後時刻ｔ２で半導体スイッチング素子２２４が遅れてオフする。このため分流リアクトル２１２に流れる電流は、半導体スイッチング素子２２２に逆並列接続されたダイオード２２２Ｄ→負荷２０３→直流電圧源２０２→フィルタリアクトル２１３の経路で流れる状態へ移行する。これは一般的な昇圧回路の動作状態である。

ここで、分流リアクトル２１１、２１２がない場合の動作について、図７に基づいて説明する。
分流リアクトルが存在しない場合の時刻ｔ１の動作について説明する。フィルタリアクトル２１３の電流が流れ続けようとする。このため、半導体スイッチング素子２２４がオンしている状況であるため、フィルタリアクトル２１３→半導体スイッチング素子２２４→直流電圧源２０２による電流経路で電流が流れ続ける。半導体スイッチング素子２２３はオフ状態であるため、これまで分流して流れていた電流が半導体スイッチング素子２２４に全て流れることとなる。

図６に戻って、電力変換装置２０１の機能、動作の説明を続ける。
その後、すべての半導体スイッチング素子がオフ状態であるデッドタイムを経て、時刻ｔ２−１にて半導体スイッチング素子２２１、２２２がオンとなる。フィルタリアクトル２１３は同じだけの電流を流そうとするため電流の向きは変わらず同じ方向に流れようとする。このため、半導体スイッチング素子２２１、２２２がオンとなった場合でも、半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオード２２１Ｄ、２２２Ｄから半導体スイッチング素子に電流の通過箇所が変わっただけで、電流経路に影響はない。そのため、今想定している電流の向きにおいて、半導体スイッチング素子２２１、２２２のオンオフ動作が多少ずれていたとしても電流経路に影響はない。

その後、時刻ｔ２−２にて半導体スイッチング素子２２１、２２２がオフとなり、すべての半導体スイッチング素子がオフ状態であるデッドタイムの期間となる。この時も、電流経路は変わらないため、今想定している電流の向きにおいて、半導体スイッチング素子２２１、２２２のオンオフ動作が多少ずれていたとしても電流経路に影響はない。

次に、時刻ｔ３となると、半導体スイッチング素子２２３がオンする。半導体スイッチング素子２２４は駆動が遅れるためオフ状態であると仮定する。このとき、直流電圧源２０２のエネルギーがフィルタリアクトル２１３→分流リアクトル２１１→半導体スイッチング素子２２３を経路として伝達される。しかし、半導体スイッチング素子２２４はオフであるため、半導体スイッチング素子２２４を経路して電流は流れない。但し、分流リアクトル２１２は電流を流し続けるため、半導体スイッチング素子２２２に逆並列接続されたダイオード２２２Ｄ→負荷２０３→直流電圧源２０２→フィルタリアクトル２１３を通過して電流経路が形成される。これは半導体スイッチング素子２２３と半導体スイッチング素子２２２で分流していることを意味している。

その後、時刻ｔ４に遅れて半導体スイッチング素子２２４がオンすることによって分流リアクトル２１２→半導体スイッチング素子２２４→直流電圧源２０２→フィルタリアクトル２１３によって電流経路が形成される状態へと移行する。この状態は、一般的なインバータの動作状態である。

ここで、分流リアクトル２１１、２１２がない場合の動作について、図７に基づいて説明する。
分流リアクトルが存在しない場合の時刻ｔ３の動作を説明する。フィルタリアクトル２１３は電流を流し続けようとする。半導体スイッチング素子２２４がオフしている状況であるため、半導体スイッチング素子２２３→直流電圧源２０２→フィルタリアクトル２１３による電流経路で電流が流れ続ける。半導体スイッチング素子２２４はオフ状態であるため、これまで分流して流れていた電流が半導体スイッチング素子２２３に全て流れることとなる。

以上のように、分流リアクトル２１１、２１２を備えることでスイッチングタイミングのずれによって並列接続した半導体スイッチング素子の１つに全ての電流が流れることを防止でき、常に２つ以上の半導体スイッチング素子に分流させることが可能となる。

本実施に形態２の電力変換装置は、昇圧回路について説明したが、降圧回路でも同様な効果が得られる。分流リアクトルを接続することによってスイッチングタイミングのずれによって並列接続した半導体スイッチング素子の１つに全ての電流が流れることを防止でき、常に２つ以上の半導体スイッチング素子に分流させることが可能となる。

以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置は、２つの半導体スイッチング素子を並列に接続した上部アームと下部アームでブリッジ回路を構成し、上部アームと下部アームの接続点に各分流リアクトルの一端を接続し、各分流リアクトルの他端の接続点にフィルタリアクトルを接続する構成を基本とする電力変換部を備えたものであり、これを直流電圧源から供給される直流電圧を昇圧して、負荷に供給する昇圧回路に適用したものである。このため、実施の形態２の電力変換装置は、並列に接続された半導体スイッチング素子のスイッチングタイミングがずれた場合にも電流を分流させ続けることができるため、半導体スイッチング素子の定格電流を小さくすることができる。

実施の形態３．
実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置に各分流リアクトルの電流を検出する電流検出器を追加し、電力変換部の半導体スイッチング素子に流れる電流を等しくする調整機能を追加したものである。

以下、実施の形態３の電力変換装置３０１の構成、動作について、電力変換装置に係る系統連携インバータの構成図である図８、および電流波形とＰＷＭ信号調整量のタイミングチャートである図９に基づいて実施の形態１との差異を中心に説明する。
なお、図８において、図１と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。

実施の形態３の電力変換装置３０１の全体構成は、実施の形態１の電力変換装置１と一部を除いて同じである。実施の形態１の電力変換装置１と区別するため、実施の形態３では電力変換装置３０１、制御装置３３０、および駆動回路３３１〜３３８としている。
また、電力変換部に追加した分流リアクトル１１〜１４に流れる電流を検出する電流検出器を分流リアクトル電流検出器３４１〜３４４としている。

図８は、本発明の実施の形態３の電力変換装置３０１を含む系統連系インバータ全体のシステム構成を示す。システム全体は、電力変換装置３０１、直流電圧源２、および交流系統３から構成される。電力変換装置３０１は、直流電力を交流電力に変換するインバータの機能を果たし、入力電力源としての直流電圧源２から供給される直流電力が電力変換装置３０１で交流電力に変換されて、交流系統３に供給される。

次に、電力変換装置３０１の全体構成を図８に基づいて説明する。電力変換装置３０１は、大きく電力変換部と制御部から構成される。
電力変換部は、半導体スイッチング素子２１〜２８と、分流リアクトル１１〜１４と、フィルタリアクトル１５と、フィルタコンデンサ１６とから構成される。
さらに電力変換部は、半導体スイッチング素子２１〜２８の制御に必要な電圧、電流信号を検出するための検出器を備える。直流電圧源２の電圧を検出する直流電圧検出器１７、フィルタコンデンサ１６の電圧を検出する交流電圧検出器１８、フィルタリアクトル１５の電流を検出するフィルタリアクトル電流検出器１９、さらに分流リアクトル１１〜１４に流れる電流を検出する分流リアクトル電流検出器３４１〜３４４を備える。

制御部は、制御装置３３０と駆動回路３３１〜３３８から構成される。制御装置３３０には、直流電圧検出器１７、交流電圧検出器１８、フィルタリアクトル電流検出器１９、さらに分流リアクトル電流検出器３４１〜３４４からの電圧、電流信号が入力されている。
制御装置３３０は、各検出器からの電圧、電流信号に基づき、半導体スイッチング素子２１〜２８を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成し、駆動回路３３１〜３３８に出力する。
駆動回路３３１〜３３４は、半導体スイッチング素子２１〜２４をそれぞれ駆動する。駆動回路３３５〜３３８は、半導体スイッチング素子２５〜２８をそれぞれ駆動する。

次に電力変換装置３０１の機能、動作を、図８、図９に基づいて説明する。
図９は、分流リアクトル１１、１２に流れる電流（３００１、３００２）と半導体スイッチング素子２１の駆動信号に追加するＰＷＭ信号調整量（３００３）のタイミングチャートを表している。

今、スイッチングのタイミングとしては半導体スイッチング素子２１〜２８の同時に駆動される並列の半導体スイッチング素子はオンオフ動作が全て一致していると仮定する。そして、分流リアクトル１１は他の分流リアクトル１２〜１４よりもインダクタンス値が小さいと仮定する。

分流リアクトル電流検出器３４１〜３４４は、分流リアクトル１１〜１４の電流を検出し、制御装置３３０はそれぞれの分流リアクトル電流の１周期分を蓄えて実効値を算出する。１周期とは、例えば交流電流のあるゼロクロス点（ｔ１１）から次のゼロクロス点（ｔ１２）までであるが、高速性を求める場合半周期分を蓄えて実効値を算出することも可能である。
図９における電流波形の正側の半周期では、半導体スイッチング素子２１、２２、２７、２８がオンの状態で直流電圧源２の電力を交流系統３に供給する期間である。

今、分流リアクトル１１のインダクタンス値が他と比べて小さいとしているので、同じオン時間であってもオン時間の間で生じる電流の変化量が大きい。
特にインバータの場合は、交流電力を出力するためにＰＷＭ信号は交流波形に合わせて変化する。このため、半導体スイッチング素子２１、２２は系統電圧が高いところではオン時間が長く、系統電圧が低いところではオン時間が短い。したがって、半導体スイッチング素子２１、２２が同じオン時間であったとしても、インダクタンス値の小さい側に実効値として大きな電流が流れる。
このとき分流リアクトル１３、１４は同じインダクタンス値であると仮定しているので電流実効値には差が無く、それぞれに流れる電流分流は平衡している。

分流リアクトル電流検出器３４１〜３４４は、分流リアクトルに流れる電流を検出し、制御装置３３０は１周期分のデータより求めた電流実効値を算出する。制御装置３３０は、この結果に基づき、次の交流周期で、例えばゼロクロス点において半導体スイッチング素子２１のＰＷＭ信号のオン時間が短くなるように、駆動信号を生成する。
制御装置３３０は、この駆動信号を駆動回路１３１に出力し、半導体スイッチング素子２１のスイッチングを制御する。

このＰＷＭ信号を短くする制御量は、再度交流実効値を算出する１周期後まで固定される。再度、交流１周期後に分流リアクトル正側半周期電流実効値を制御装置３３０で算出し、分流リアクトル１１と分流リアクトル１２の電流実効値差によってＰＷＭ信号の制御量を調整する。
調整幅はデッドタイム以下とする必要があるが、デッドタイムは数ｋＷ程度でスイッチング周波数が２０ｋＨｚ程度であれば一般的に数マイクロ秒である。制御量は、平衡に時間がかかってもよい場合は小さくても（例えば１ｎｓ刻みなどでも）よいが、最小変化量は制御装置の分解能による。
このＰＷＭ信号を調整することで、分流リアクトル１１と分流リアクトル１２の電流実効値が等しくなり、半導体スイッチング素子２１と２２に流れる電流を等しくすることができる。

ここでは、インダクタンス値の変化によって分流する電流に差が出る場合を説明した。しかし、電流に差が出る要因としては、それぞれの分流リアクトルの直流抵抗成分の違いや、半導体スイッチング素子に電流が流れることにより発生する電圧降下の違い、半導体スイッチング素子がオンオフする閾値電圧の違いによっても発生する。しかし、どのような要因であっても、分流リアクトルの電流を測定し、その差をなくすようにＰＷＭ信号を調整することで、分流する電流を極力近づけることができる。

実施の形態３では、駆動回路３３１〜３３８が半導体スイッチング素子２１〜２８それぞれに接続されている回路構成で、分流リアクトル電流検出器３４１〜３４４を追加し、その検出値を用いてＰＷＭ信号を調整する構成とした。この構成により、分流リアクトル１１〜１４によって１つの半導体スイッチング素子に電流が集中せず、半導体スイッチング素子２１〜２８にある程度分流させることができる。この効果に加えて、分流リアクトル電流を平衡させることができるため、半導体スイッチング素子に流れる電流を等しくすることができる。

また、本実施の形態３では、半導体スイッチング素子２１のＰＷＭ信号のオン時間を短くすることによって分流リアクトル電流を平衡させるようにした。これは半導体スイッチング素子２２のＰＷＭ信号のオン時間を長くすることでも、分流リアクトル電流を平衡させ、半導体スイッチング素子に流れる電流を等しくさせることができる。
また、どちらか一方だけでなく、半導体スイッチング素子２１のＰＷＭ信号のオン時間を短くすると共に半導体スイッチング素子２２のＰＷＭ信号のオン時間を長くすることでも分流リアクトル電流を平衡させることができ、半導体スイッチング素子に流れる電流を等しく、均一にすることができる。

さらに、この電流のアンバランスを有る程度許容し、分流リアクトルの電流実効値の差が予め決められた設定値以上となった場合にのみＰＷＭ信号の調整を行うことにより、微小な調整を必要とせず、制御装置の構成を簡素化することができる。

また、本実施の形態３では、予め設定した半周期の実効値を計算した後、次の半周期にその結果を反映して半導体スイッチング素子のスイッチングタイミングを変更していた。しかし、例えば予め設定したあるサンプリングタイミングで取得した分流リアクトル電流瞬時値を比較して次のサンプリングタイミングでスイッチングタイミングを変更することも可能である。

以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置に各分流リアクトルの電流を検出する電流検出器を追加し、電力変換部の半導体スイッチング素子に流れる電流を等しくする調整機能を追加したものである。このため、実施の形態３の電力変換装置は、並列に接続された半導体スイッチング素子のスイッチングタイミングがずれた場合にも電流を分流させ続けることができるため、半導体スイッチング素子の定格電流を小さくすることができる。さらに、半導体スイッチング素子に流れる電流を均一にすることができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

１，１０１，２０１，３０１ 電力変換装置、２，２０２ 直流電圧源、
３ 交流系統、１１〜１４，２１１，２１２ 分流リアクトル、
１５，２１３ フィルタリアクトル、１６ フィルタコンデンサ、
１７，２１５ 直流電圧検出器、１８ 交流電圧検出器、
１９，２１７ フィルタリアクトル電流検出器、
２１〜２８，２２１〜２２４ 半導体スイッチング素子、
３０，１３０，２３０，３３０ 制御装置 、
３１〜３４，１３１〜１３８，２３１〜２３４，３３１〜３３８ 駆動回路、
２０３ 負荷、２１４ 出力電圧平滑コンデンサ、２１６ 出力電圧検出器、
３４１〜３４４ 分流リアクトル電流検出器、
１００１ 半導体スイッチング素子２１電流、
１００２ 半導体スイッチング素子２２電流、
１００３ 半導体スイッチング素子２３電流、
１００４ 半導体スイッチング素子２４電流、
１００５ 分流リアクトル１１電流、１００６ 分流リアクトル１２電流、
１００７ 駆動信号、１０１１ 半導体スイッチング素子２１電流、
１０１２ 半導体スイッチング素子２２電流、
１０１３ 半導体スイッチング素子２３電流、
１０１４ 半導体スイッチング素子２４電流、
１０１５ フィルタリアクトル１５電流、
２００１ 半導体スイッチング素子２２３電流、
２００２ 半導体スイッチング素子２２４電流、
２００３ 半導体スイッチング素子２２１電流、
２００４ 半導体スイッチング素子２２２電流、
２００５ 分流リアクトル２１１電流、２００６ 分流リアクトル２１２電流、
２００７ 駆動信号、２０１１ 半導体スイッチング素子２２３電流、
２０１２ 半導体スイッチング素子２２４電流、
２０１３ 半導体スイッチング素子２２１電流、
２０１４ 半導体スイッチング素子２２２電流、
２０１５ フィルタリアクトル２１３電流、３００１ 分流リアクトル１１電流、
３００２ 分流リアクトル１２電流、３００３ ＰＷＭ信号調整量。

Claims (8)

1. 直流電圧源の直流電力を交流系統に供給する交流電力に変換する電力変換装置において、
   複数の半導体スイッチング素子を並列に接続した上部アームと下部アームでブリッジ回路を複数構成し、前記半導体スイッチング素子は逆並列に接続されたダイオードを備え、前記各ブリッジ回路は前記上部アームと前記下部アームの接続点にそれぞれの分流リアクトルの一端を接続し、前記それぞれの分流リアクトルの他端を接続し、さらに前記分流リアクトルの接続点にフィルタリアクトルの一端を接続し、前記各ブリッジ回路の前記フィルタリアクトルの他端は前記交流系統に接続し、
   前記ブリッジ回路の前記分流リアクトルの１つは前記分流リアクトルの前記上部アームと前記下部アームの前記接続点の方が前記分流リアクトルの他端子同士を接続した点よりも電位が高い期間を有し、他の前記分流リアクトルはその期間において前記分流リアクトルの他端子同士を接続した点の方が前記分流リアクトルの前記上部アームと前記下部アームの前記接続点よりも電位が高い期間を有する電力変換装置。
2. 前記上部アームの半導体スイッチング素子および前記下部アームの半導体スイッチング素子はそれぞれ共通の駆動回路を備える請求項１に記載の電力変換装置
3. 前記上部アームの半導体スイッチング素子はそれぞれ個別の駆動回路を備え、前記下部アームの半導体スイッチング素子はそれぞれ個別の駆動回路を備える請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記それぞれの分流リアクトルの電流を検出する検出器を備え、その検出した電流値が一番大きい前記分流リアクトルを流れる電流を制御する前記半導体スイッチング素子の前記駆動回路のＰＷＭ信号のオン期間を他の前記半導体スイッチング素子の前記駆動回路のＰＷＭ信号よりも短くするように調整する請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記それぞれの分流リアクトルの電流を検出する検出器を備え、その検出した電流値が一番小さい前記分流リアクトルを流れる電流を制御する前記半導体スイッチング素子の前記駆動回路のＰＷＭ信号のオン期間を他の前記半導体スイッチング素子の前記駆動回路のＰＷＭ信号よりも長くするように調整する請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記それぞれの分流リアクトルの前記検出した電流値の差が設定値以上となった場合に、前記駆動回路のＰＷＭ信号の調整を行う請求項４または請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記それぞれの分流リアクトルの電流の検出は、設定した周期の間行う請求項４または請求項５に記載の電力変換装置。
8. 前記それぞれの分流リアクトルの電流の検出は、設定したサンプリングタイミングで行う請求項４または請求項５に記載の電力変換装置。

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