JPH01119723A - 電磁流量計の励磁回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、電！ｉ流吊計の励磁回路に係り、特にその励
磁回路での励磁電流の切替えに伴なう特性を改良したＭ
磁流置針の励磁回路にｒｌＪする。

〈従来の技術〉 最近の電磁流量計の励磁方式は励磁コイルに時間的に２
値あるいは３値をとる矩形波状の励磁電流を流し、これ
に伴なって電極に発生する矩形波状の信号電圧を信号処
理して流但出力とするものが多くなってきている。

この場合に、励ｇＪ電流はその立上りが急峻であること
が要求されるが、この要求を満たすには高い励磁電圧で
励磁する必要がある。

いま、励磁回路で消費する電力Ｐｆは励！ｉ電流をＩｆ
、励磁コイルのインピーダンスをＺｔ、励１１電圧をＶ
ｅとずれば、 Ｐｆ−（Ｖｅ−１ｔＺｒ＞Ｉｔ　　−（１）となる。従
って、励磁電流Ｉｔの立上りを早（するために励磁電圧
Ｖｅを大きくづ゛れば、励磁回路で消費する電力Ｐｒも
大きくなる欠点がある。

そこで、消費電力を小さくした励磁回路として例えば、
実開昭５６−６’６８１７号「電磁流量計」がある。

この励磁回路は、スイッチの１７ｉｌＩ７１制御によっ
て励磁電源から給電する励磁電流の流入方向を交互に変
えて方形波の励磁電流を励磁コイルに供給する場合に、
この励磁コイルに流れる励磁電流を検出してデユーティ
サイクルに変換しこのデユーティサイクルでスイッチン
グ素子を制御して励磁電流をオン／オフしこの励磁電流
を一定にする一方、基準電圧とスイッチング素子の出力
側の電圧とを比較して基準電圧に対してこの出力側の電
圧が人きいときには複数の励磁電源から任意数を切り離
して低電圧で１ｉｉ２１１ａするようにして励磁回路で
の消費電力を低減する構成が開示されている。

しかしながら、この励磁回路（よ励ｒａ電流を定電流化
する手段としてスイッチング素子を用いるので、このス
イッチング素子でチョッピングされた励磁電圧は励磁コ
イルのインダクタンスで平滑されて一定値の励磁電流と
して励磁コイルに印加されるが、チョッピングされた高
周波電圧が励磁コイルへのケーブルに印加され、これに
よって信号回路或いは近接する他の計器に誘導ノイズと
して影響を与え、また消費電流を適正にするためには、
励磁コイルのインピーダンスに応じて複数の励磁電源を
個別に設定することが必要であるが、汎用の回路定数を
決めることが難しい。

そこで、この様な欠点を除去するために本出願人の出願
に係る特開昭６２−１６ｓｏ９ｓ号「発明の名称：ｒＲ
磁流吊計」が提案されている。以下、この提案について
、第５図と第６図を用いて説明する。

１０は電源部であり、例えば商用電源ＶをダイオードＤ
１とコンデンサＣ＋で構成された整流平滑回路で平滑し
てその出力端に入力電圧Ｖ、を出力する。この場合に、
商用電源Ｖの代わりにスイッチング電源の２次側の電源
を用いても良い。

１１は電圧制ｔＸｌ郡であり、入力電圧■ｔをチョッピ
ングする制御スイッチＳＷ＋　、このチョッピングした
電圧をコンデンサＣ２、インダクタンスＬ’、ダイオー
ドＤ２で構成された平滑回路で平滑して励磁電圧Ｖｅを
出力する。この場合に制御スイッチＳ　Ｗ　＋は、基準
電圧Ｅ１と後述する定電流制御部の出力である励磁電圧
Ｖｏとを比較する比較器Ｑ１の出力でその開閉が制御さ
れる。さらに、制御スイッチＳＷＩには入力電圧Ｖｔに
よって流される電流とは逆方向になるような極性でダイ
オードＤ３が並列に接続され、このダイオードＤ３によ
り励磁コイルからのキックバック電流を電源部１０に戻
す。

１２は定電流制御部であり、励ＷＪＴｊ圧Ｖｅが供給さ
れ、励ｖＡ電流Ｉ！を検出する抵抗Ｒ１とＦＥＴトラン
ジスタＱ２とを介してその出力端に励磁のための励磁電
流Ｉｔを出力する。この場合にＦＥＴｌ−ランジスタＱ
２は抵抗Ｒ１で検出された励磁電流１ｔによる電圧と基
準電圧Ｅ２とを誤差増幅器Ｑ３で比較してその出力でそ
の内部抵抗を制御して励磁電流１ｆを制御する。Ｆ　Ｅ
　Ｔ　ｌ−ランジスタＱ２には励磁電圧Ｖｅによって流
される電流とは逆方向になるような極性でダイオードＤ
４が並列に接続され、このダイオードＤ４により励磁の
切り替えのときの励磁コイルからのキックバック電流を
電源部１０に戻す。

１３は励磁電流の極性反転部であり、スイッチＳＷ２　
、ＳＷ３　、ＳＷ４、ＳＷ５でブリッジの各辺を構成し
、その電源端には励磁電圧Ｖｏが印加されその出力端に
は励磁コイルＬ２が接続されて励磁電流Ｉｔ／ｆｉ流さ
れる。この場合に、スイッチＳ　Ｗ　２とＳＷう、およ
びＳＷコとＳ　Ｗ　ａはそれぞれ図示しないタイミング
信号により同時にｒｍ　ｆ！７］され、かつ前者のスイ
ッチ群と１！ｆ者のスイッチ群とは互いに逆極性で切り
替えられて励磁コイルへの励磁電流Ｉｆの流れる方向が
反転される。なお、各スイッチＳＷ２　、ＳＷ３　、Ｓ
Ｗ４　、ＳＷ５にはそれぞれ逆並列にダイオードＤ５　
、Ｄ６　、Ｄ７、Ｄ８が接続され、励磁コイルに保持さ
れたエネルギをスイッチを切り替えた際に流す。

次に、以上のように構成された励磁回路の動作について
第６図を参照して説明する。

スイッチＳ　Ｗ　２とＳＷ５、およびＳＷ３とＳＷ４を
第６図（ロ）に示すように図示しないタイミング信号に
より開閉することによって第６図（イ）に示す励磁電流
Ｉｔを得る。

正及び逆の励磁電流Ｔｒの立上りのときは定電流制御部
１２のヰ準電圧Ｅ２と抵抗Ｒ０の両端の電圧ＶＲ＜＝Ｉ
ｔ　Ｒ＋　）との関係は、ＶＲ＜Ｅ２　　　　　　・・
・（２） であるので、ＦＥ丁トランジスタＱ２がオンとなり、励
磁電流Ｉｔは励磁コイルＬ２の時定数τ（τ−Ｌｃ／ｒ
、但し、Ｌ　ｃ　、’はそれぞれ励磁コイルＬ２のイン
ダクタンス成分、抵抗成分）に依存して ｆ　　ｒ　　＝　Ｖ　ｅ　　（１−ｅ　Ｘ　ｐ　　（ｔ
　／　７：　）　　）　　／　ｒ・・・　（３） の関係にしたがって増大し、 Ｉｔ　＝Ｉｒ　Ｏ＝Ｅ２　／Ｒ＋　　　　＝（４）まで
到達し、以後（４）式が成立するように誤差増幅器Ｑ３
がＦＥＴｌ−ランジスタＱ２を制御する。

従って、励磁電流ｒｔの立りりを速くするには励磁電圧
Ｖｅを大きくする必要がある。

一方、励磁電流１ｔ　＝Ｏに戻る励磁電流Ｉｔの立下り
のときにはスイッチＳＷ２〜Ｓ　Ｗ　５はすべてオフと
なるので、励磁コイルし２に保持されている電流は各ス
イッチＳ　Ｗ　２〜Ｓ　Ｗ　５と逆並列に接続されてい
るダイオードＤ５〜Ｄ８およびＦＦＴ１−ランジスタＱ
２、スイッチＳ　Ｗ　＋にそれぞれ逆並列に接続された
ダイオードＤ４．０３を介して電源部１０に流れ込む。

このときのキックバック電流Ｉ　ｈの減衰は次の（５）
式で示される。

ｒｈ＝ＩｆｏｅＸｌ）（ｔ／τ）　−＝　（５）励磁コ
イル側から電源部１ｏに（５）式で示されるキックバッ
ク電流ｒｈが流れている間は励磁コイルＬ２のキックバ
ック電流１ｈと同じパスを介して励磁電圧Ｖ、が励磁コ
イル［−２に印加され、キックバック電流ｒｈと逆向き
の励磁電流１ｔ−Ｉｔ　−＝　　Ｖｔ　　（１ｅＸｐ　
（ｔ／τ））／ｒ　　　　　　　　・・・（６） がキックバック電流１ｈを減少させる方向に流れる。

従って、励磁電流の立下りの期間の励磁電流■ｆは（５
）、（６）式を合成して次のく７）式のようになる。

Ｉｔ　＝Ｉｔ　−＋１ｈ＝Ｔｔ　ｏ　ｅＸｐ（−ｔ／ｒ
）−Ｖｔ　　（１−ｅｘｐ　（−ｔ／ｒ）＞−（７）従
って、侵述する電圧制御部１１でＶ＜　：Ｖｅになるよ
うに励磁電圧を制御することによって、励磁電流Ｉｆが
ＩｔｏからＯに減衰するまでの時間は（７）式の第１項
の分だけ励磁電流の立上り時間（０からＩｔｏに）ヱす
るまでの時間）より小さいことになる。これは、励磁電
流の立上り／立下りの速さは励ｖＡ電圧Ｖｅの大きさに
より決めることができることを示している。

第６図（ハ）は定電流制御部１２の出力端の励１ｉ電圧
■０を示している。励磁電流Ｉｔが所定の定電流値Ｌｔ
ｏに達するまでの間は入力電圧Ｖ。

が直接に励磁コイルＬ２に印加されるが、Ｉｔ＝Ｉｔｏ
に達すると励磁コイルＬ２に印加される励ｖＡ電圧ＶＬ
は励磁コイルの抵抗成分子と所定の定電流値ＩｆＯとの
積となる。

ＶＬ＝ｒ　Ｉｔ　ｏ　　　　　　　　　　−（８）従っ
て、例えば電圧制御部１１を設けないで定電流制御部１
部１２の入力端の励磁電圧Ｖｅが電源電圧Ｖｔに等しい
一定の大きさになっている場合には第６図（ニ）に斜線
で示す部分の電力ＰＩＰｌ　＝　（Ｖｔ−ＶＬ　）Ｉｔ
　ｏ　　　・・・（９）はＦＥＴトランジスタＱ２で消
費されねばならない。従って、励りａ電流Ｉｒの立上り
を急峻にするため、Ｖｅ”’Ｖｉ（一定）として入力電
圧Ｖ、を大きくするどく９）式で示されるパワーロスが
増大する。

そこで、このパワーロスの増大を低減づるために電圧制
御部１１を設ける。この点について、第６図（ホ）、く
べ）を参照してさらに詳細に説明する。

まず、励ｖＡ電流ＩｆがＯから定常値１（ｏに移行する
過渡ｙＡ間ｔ、ではＦＥＴトランジスタＱ２が導通状態
となり、イのドレイン／ソース間の電圧ΔＶはΔｖ：Ｏ
となるのでスイッチＳ　Ｗ　＋がオンとなりＶｊ　＝Ｖ
ｅ　＝Ｖｏとなる。但し、抵抗Ｒ７での電圧時下は小さ
いので無視しである。従って、励磁コイルＬ２の両端に
は第６図（へ）に示すように■、の電圧が印加される。

次に、励磁電流Ｉｆが定常値＋Ｉｆｏ（ＩｒＯ）に達し
た励磁期間ｔ２では、ＦＥＴトランジスタＱ２がインピ
ーダンスを持ち、そのドレイン／ソース間に印加される
電圧へＶが ΔＶ−Ｅ、±ε／２ の範囲になるように比較器Ｑ＋で制御され、第６図（へ
）に示すように一定の電圧ＶＬが励磁コイルに印加され
る。

さらに、スイッチＳ　Ｗ　２〜Ｓ　Ｗ　５の全てがオフ
となり励ｌｉｔ＆電流Ｉｆが○となる期間１コでは、Δ
■−〇となり、励磁コイル１−２に印加される電圧は第
６図くべ）に示すようにＯとなる。従って、スイッチＳ
ｗ＋がオンとなりＶｔ　＝Ｖｅ　＝Ｖｏとなる。

この場合に、定電流制御部１２の入力端と出力端の間に
印加される電圧ＶＱ（＝ΔＶ＋Ｒ＋　　Ｉ　ｒ　）は第
６図（ト）に示すように変化する。即ち、励磁電流Ｌｔ
の立上り期間ｔ、ではＦＥＴｔ−ランジスタＱ２が導通
状態であり、Ｒ＋Ｉｆを無？ｆｌするとＶＱ＝Ｏであり
、定常値ｒｔｏに達するとＦＥＴトランジスタＱ２の内
部抵抗が増大しその両端の電圧が２激に大きくなる。こ
のときは制御スイッチＳＷＩはオフとなっているので、
コンデンサＣ２に蓄積された電荷をＦＥＴｌ−ランジス
タＱ２を介して一定値で放？１ｉする。このため、電圧
Ｖｃｉは直線的に低下し基準電圧Ｅ、に達した後はこの
値を中心として変動する。この後、期間ｔ３ではスイッ
チＳ　Ｗ　２〜ＳＷ５がオフとなり励磁電流■ｆが定常
値１　ｔ　ｏから低下し始めゼロになる。この期間ｔ３
ではインダクタンスＬ２に蓄えられたエネルギがダイオ
ードＤ４、Ｄ６、Ｄ７を介して電源部１０に流れるので
、電圧ＶＱはｄ０値をとる。以下、この動作を繰り返す
。

〈発明が解決しようとする問題点〉 しかしながら、この様な励磁回路は次のような問題点が
ある。

励磁電流Ｉｔの立上り／立下りの時間を短くするには、
ダイオードＤ２、インダクタンスＬ１１コンデンナＣ２
で構成される平滑回路の時定数を励［ｆ流Ｉｙの立上り
／立下りの時間に比べて充分小さくする必要がある。

一方、所定の定電流１ｔｏのときには励磁コイルＬ２の
両端の電圧を■ｆｒとしたまま、電圧制御部１１の動作
によって定電流制御部１２でのパワーロスは Ｐｆ−＝（Ｅ＋　　　Ｒ＋　　Ｉｒｏ）Ｉｆ　ａ＝（１
０）となり、制御しない（９）式の場合に比べて充分に
小さくすることができるが、この１−制御を安定にさせ
るためには平滑回路の時定数（Ｌ＋　、Ｃ２）を選定し
て励磁電流Ｉｔが定常値Ｉｆｏの状態において電圧ＶＱ
のリップルを小さくする必要がある。

しかし、単純に時定数を大きく選定するとＦＥＴトラン
ジスタＱ２でのパワーロスが増大する。

この点について第７図を参照してさらに説明する。

インダクタンスし１、コンデンサＣ２の双方の値が小さ
い場合には第７図に示すように電圧ＶＱが急激に低下し
かつ基準電圧Ｅ＋を中心として所定の変動幅で変化する
。コンデン丈Ｃ２の値を増加するとＣ２に蓄積される電
荷が大きくなり、インダクタンスＬ１の値を大きくする
と制御スイッチＳ　Ｗ　＋がオフのときにインダクタン
スＬ１に保持された電流がＬ１→Ｃ２→Ｄ２のパスで流
れこれによりコンデンサＣ２にさらに電荷が蓄積されて
その両端の電圧が増大する。

結局、平滑回路の時定数を単に大きくすると、電圧ＶＱ
が基・準電圧Ｅ＋　まで低下する時間が増大するので、
ＦＥＴｔ−ランジスタＱ２に電流が流れる時間が増し、
第７図に斜線で示した面積に対応するパワーロスが増加
する。

く問題点を解決するための手段〉 そこで、この発明は、平滑回路の時定数を充電のときと
放電のときとで変更して定電流制御部でのパワーロスを
増大させずに電圧制御部の動作を安定化するために、各
辺にり替スイッチを持らこれ等の切替スイッチに逆並列
に接続されたダイオードを持つブリッジの出力端に励磁
コイルを接続し各切替スイッチを開閉することにより励
磁コイルに流れる励りａ電流の方向を反転させるブリッ
ジ回路と、電源から制御スイッチを介して入力端に接続
され出力端に励磁電圧を得るインダクタンスと主コンデ
ンサよりなる低域濾波手段と、この励ｔａ電圧が入力さ
れ励磁電流を検出してこれと基準電圧を比較してその偏
差でアナログ制ｔｉ索子を制御し基準電圧で設定された
定電流値になるように制御する定？！流回路と、定電流
値に関連する電圧を検出し定電流値に達しないときには
制御スイッチをオン／オフし定電流値に達したときは制
御スイッチをオフに制御する電圧制御手段と、低域濾波
手段の入力端に定電流を流す電圧の方向とは逆極性で直
列に接続された′ｆＵ数のダイオードと、この複数のダ
イオードの接続点と低域濾波手段の出力端との間に接続
された補助コンデンサと、定電流が流れる方向とは逆方
向に流れる極性で定電流回路に並列に接続されたダイオ
ードとを具備するようにしたものである。

・ぐ作　用、〕 制御スイッチがオンになり充電するときに直流電源から
流れ込む励磁電流は濾波手段の主コンデンサに流れ込み
この両端の電圧を上界させる。このときには補助コンデ
ンサには直列接続されたダイオードにより電流の流入が
阻止され電荷は蓄積されない。主コンデンサ°の両端の
電圧が上昇し制御スイッチがオフになり放電するときは
インダクタンスに保持されているエネルギによる電流は
主コンデンサと補助コンデンサとに分流して流れる。

このため、補助コンデンサを充電する分だけ主コンデン
サの両端の電圧上界は小さく抑えられ、電圧制御部の動
作の安定性が確保できる。

く実茄例〉 以下、本発明の実施例について図面に鑓づき説明する。

第１図は本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。なお、第５図に示す回路要素と同一の部分には同一
の符号を付して適宜にその説明を省略する。

電源部１０、定電流制御部Ｉ部１２、極性反転部１３は
第５図に示す回路と同一である。本発明の要部は電圧制
御ｎ１１１４にある。

電圧制御部１４はその入力端子ＴＩ、Ｔ２に電源部１０
から印加される入力電圧■□を１圧制御して出力端子Ｔ
３　、Ｔ４に励磁電圧Ｖｅとして出力する。その入力端
子Ｔ、に一端が接続された制御スイッチＳ　Ｗ　＋の他
端とインダクタンスＬ１の一端が接続された接続点と入
力端子Ｔ２との間にはダイオードＤｓ　、Ｄ　＋　ｏが
直列にかつ励磁電流Ｉｆとは逆極性に接続されている。

インダクタンスＬ１の他端とダイオードＤ９、Ｄ＋ｏの
接続点の間には、補助コンデンサＣａが接続されている
。

その他の構成は第５図に示す回路と同一の構成である。

以上のように構成された第１図に示す回路の動作につい
て、第２図に示す動作説明図と第３図に示すタイミング
波形図とを用いて説明する。

電圧制御部１４の比較器Ｑ１は第３図（イ）に示すよう
に（２ε）のヒステリシス幅を持つので、入力電圧Ｖｆ
に対し第３図（ロ）に示すタイミングで制御スイッチＳ
　Ｗ　＋が駆動される。

制御スイッチＳ　Ｗ　＋がオンの第２図〈イ）に示す状
態のときは、入力端子”ｒ、　、Ｔ２から流れ込む電流
ｉＩはインダクタンスいとコンデンサＣ２に流れ、コン
デンサＣ２を充電してその両端の励磁電圧Ｖｅ　′を上
昇させる。このとき補助コンデンサＣａはダイオードＤ
９でその充電が開山されるので、補助コンデンサＣａに
は電荷が蓄積されない。

コンデンサＣ２の両端の励磁電圧Ｖｅ−が上昇し、制御
スイッチＳＷＩがオフになると、インダクタンスＬ１に
保持されているエネルギによる電流１２は第２図く口）
に示すように Ｌｌ　→Ｃ２→Ｄ９　→Ｄ、。→Ｌ。

Ｌ＋　　→Ｃａ−Ｄ＋ｏ　　→Ｌ１ の２つのパスを流れ、コンデンサＣ１とＣ２の両方を充
電する。

第５図に示す様に仮にコンデンサＣａがない場合は、電
流１２はコンデンサＣ２にのみ流れるのでコンデンナＣ
２の両端の励磁電圧は第３図（イ）に点線で示すように
さらに上昇するが、補助コンデンサＣａを付加（第３図
（イ）に実線で示す場合）することにより電流１２はコ
ンデンサＣ２と補助コンデンサＣａに分流して流れるの
で、励磁電圧Ｖｅ−の上昇が小さく抑えられる。

そして、電圧制御部１４から供給される励磁°；８流ｒ
ｔ−に対してはコンデンサＣ２と補助コンデンサＣａが
共に供給する。

この様に、電圧制御部１４での充放電の容量を変更する
構成によってリップルが小さくかつ定電流制御部１２で
のパワーロスが小さい励磁電圧を供給することができる
。

第４図は本発明の他の実施例を示す要部回路図である。

第４図〈イ）は補助コンデンサＣａ＋をダイオードＤ９
と並列に接続した構成を示し、第４図（ロ）は（イ）の
場合に対してさらにインダクタンスＬ３をコンデンサＣ
２とダイオードＤ９の門に挿入したものである。いずれ
の場合にも第１図に示す場合と同様に動作する。

〈発明の効果〉 以上、実施例と共に具体的に説明したように本発明によ
れば、電圧制御部の平滑回路にそのインダクタンスの持
つエネルギによる電流を処理する回路を付加するように
したので、出力のリップルを減少させることができ、次
段の定電流制御部の負荷変動に対して速やかに応答する
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実ｍ例の構成を示づブロック図、第
２図は第１図に示す実施例の動作を説明する説明図、第
３図は第１図に示す実旋例の動作のタイミングを説明す
るタイミング波形図、第４図は本発明のだの実施例の構
成を示ず要部回路図、第５図は従来の電磁流量計の励磁
回路の構成を示す回路図、第６図は第５図における回路
の動作を説明する波形図、第７図は第５図における励磁
回路の問題点を説明する説明図である。 １０・・・′Ｆｉ源部、１１．１４・・・電圧制御部、
１２・・・定電流制御部、１３・・・極性反転部、Ｓ　
Ｗ　＋・・・制御スイッチ、Ｃａ・・・補助コンデンサ
、Ｅ　Ｉ　、Ｅ２・・・基準電圧。 第３図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 各辺に切替スイッチを持ちこれ等の切替スイッチに逆並
   列に接続されたダイオードを持つブリッジの出力端に励
   磁コイルを接続し前記各切替スイッチを開閉することに
   より前記励磁コイルに流れる励磁電流の方向を反転させ
   るブリッジ回路と、電源から制御スイッチを介して入力
   端に接続され出力端に励磁電圧を得るインダクタンスと
   主コンデンサよりなる低域濾波手段と、この励磁電圧が
   入力され前記励磁電流を検出してこれと基準電圧を比較
   してその偏差でアナログ制御素子を制御し前記基準電圧
   で設定された定電流値になるように制御する定電流回路
   と、前記定電流値に関連する電圧を検出し前記定電流値
   に達しないときには前記制御スイッチをオン／オフし前
   記定電流値に達したときは前記制御スイッチをオフに制
   御する電圧制御手段と、前記低域濾波手段の入力端に前
   記定電流を流す電圧の方向とは逆極性で直列に接続され
   た複数のダイオードと、この複数のダイオードの接続点
   と前記低域濾波手段の出力端との間に接続された補助コ
   ンデンサと、前記定電流が流れる方向とは逆方向に流れ
   る極性で前記定電流回路に並列に接続されたダイオード
   とを具備することを特徴とする電磁流量計の励磁回路。