JPH01129772A - パルス幅変調電力変換器の制御装置 - Google Patents
パルス幅変調電力変換器の制御装置Info
- Publication number
- JPH01129772A JPH01129772A JP28539287A JP28539287A JPH01129772A JP H01129772 A JPH01129772 A JP H01129772A JP 28539287 A JP28539287 A JP 28539287A JP 28539287 A JP28539287 A JP 28539287A JP H01129772 A JPH01129772 A JP H01129772A
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- width modulation
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は単相交流を直流に変換するパルス幅変調電力変
換器（以下、ＰＷＭコンバータと略称）の制御装置に係
り、特に、交流電流の過電流防止に好適な制御方式に関
する。
換器（以下、ＰＷＭコンバータと略称）の制御装置に係
り、特に、交流電流の過電流防止に好適な制御方式に関
する。
ＰＷＭコンバータは力率がほぼ１での順逆変換動作が可
能であり、また、発生高調波を低減できるなどの特徴を
もつ、このような特徴を実現し、マイクロプロセッサの
適用に適した制御装置として１例えば、特開昭５８−７
９４７８号公報の方式が挙げられる。この方式は、また
、主回路を構成するＧＴＯの最小オン・オフ時間の管理
が容易で。
能であり、また、発生高調波を低減できるなどの特徴を
もつ、このような特徴を実現し、マイクロプロセッサの
適用に適した制御装置として１例えば、特開昭５８−７
９４７８号公報の方式が挙げられる。この方式は、また
、主回路を構成するＧＴＯの最小オン・オフ時間の管理
が容易で。
ＰＷＭコンパご夕を多重接続した際に、高周波を効果的
に低減できる相差運転が可能な方式でもある。
に低減できる相差運転が可能な方式でもある。
交流電気車両の架線側電力変換器としてＰＷＭコンバー
タを適用した場合、装置の小形・軽量化を図るため、変
圧器の漏れインダクタンスを太きくとって、交流リアク
トルを省略するか、あるいは、ごく小容量の交流リアク
トルを補助的に設けるのが一般的である。この様な装置
では、変圧器が直流偏磁等の原因により飽和すると、交
流側のインダクタンスは通常の数分の一程度にまで減少
し、上記のような従来技術ではＰＷＭコンバータの交流
入力電流が増加して、運転が困難となる問題があった。
タを適用した場合、装置の小形・軽量化を図るため、変
圧器の漏れインダクタンスを太きくとって、交流リアク
トルを省略するか、あるいは、ごく小容量の交流リアク
トルを補助的に設けるのが一般的である。この様な装置
では、変圧器が直流偏磁等の原因により飽和すると、交
流側のインダクタンスは通常の数分の一程度にまで減少
し、上記のような従来技術ではＰＷＭコンバータの交流
入力電流が増加して、運転が困難となる問題があった。
本発明の目的は、交流入力電流の増加を防止し、継続し
て運転が可能となるＰＷＭコンバータの制御方式を提供
することにある。
て運転が可能となるＰＷＭコンバータの制御方式を提供
することにある。
上記目的は、変圧器のインダクタンスの変化をＰＷＭコ
ンバータの交流入力電流の時間変化率により検知して、
異常時には入力電流のピーク値を瞬時レベルで制御可能
なゲート信号発生手段に切換えることにより達成される
。
ンバータの交流入力電流の時間変化率により検知して、
異常時には入力電流のピーク値を瞬時レベルで制御可能
なゲート信号発生手段に切換えることにより達成される
。
交流入力電流の時間変化率が所定値を超えたとき、変圧
器が直流偏磁等により飽和したと判断して、通常のゲー
ト信号から交流入力電流のピーク値の管理に適したゲー
ト信号に切換える。これによって、交流入力電流が過電
流となるのを防止する。
器が直流偏磁等により飽和したと判断して、通常のゲー
ト信号から交流入力電流のピーク値の管理に適したゲー
ト信号に切換える。これによって、交流入力電流が過電
流となるのを防止する。
第１図は本発明の一実施例を示す０図において、ＦＤＲ
は交流架線、ＰＡＮはパンク、ＭＴＲは架線電圧を降圧
するための変圧器、ＡＣＬは交流リアクトル、ＤＣＣは
直流電圧平滑用の直流コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置
、６１〜Ｇ４は主回路を構成するゲートターンオフサイ
リスタ（以下、ＧＴＯと略称）、Ｄ１〜Ｄ４は逆並列ダ
イオードである。また、ＡＶＥは平均値検出器、ＰＭＳ
は実効値検出器、ＰＤＤは位相検出器である。
は交流架線、ＰＡＮはパンク、ＭＴＲは架線電圧を降圧
するための変圧器、ＡＣＬは交流リアクトル、ＤＣＣは
直流電圧平滑用の直流コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置
、６１〜Ｇ４は主回路を構成するゲートターンオフサイ
リスタ（以下、ＧＴＯと略称）、Ｄ１〜Ｄ４は逆並列ダ
イオードである。また、ＡＶＥは平均値検出器、ＰＭＳ
は実効値検出器、ＰＤＤは位相検出器である。
ＡＶＲは、直流電圧指令Ｅ−とＡＶＥの出力である直流
電圧平均値Ｅ４との偏差から入力電流ｉｓの実効値指令
ＩＳ傘（入力電流指令）を作成する電圧調節器、ＡＣＲ
はＩＳ・とＲＭＳの出力であるｉｓの検出実効値Ｉｓと
の偏差からＰＷＭコンバータの交流側端子電圧８ｃ
（以下、コンバータ入力電圧と略称）のパンク電圧ｅｐ
との直交成分指令値Ｅｃ−（虚軸成分）を作成する電流
調節器、ＡＰＲは力率角指令値φ拳と位相検出器ＰＤＤ
の出力である力率角検出値φとの偏差からコンバータ入
力電圧ｅｃのパンク電圧ｅｐとの同相成分Ｅｃｒ・実軸
成分）を作成する力率調節器、ＣＴＲは直交座標上の指
令値Ｅｃｒ” ％及び、Ｅｃ−を極座標上の振幅指令Ｅ
ＣＳ、及び１位相角指令ｏ傘に変換する座標変換器、Ｐ
ＷＭＩはＥｃ＊と０・によりパルス幅変調を行い、ゲー
ト信号を作成する第一のパルス幅変調器である。一方、
ＰＷＭ２はＩｓ・、φ−及び入力電流の瞬時値ｆｓより
パルス幅変調を行いゲート信号を作成する第二のパルス
幅変調器であり、ＧＳＬはｉｓの時間変化率に応じてゲ
ート信号を切換えるゲート信号切換え器である。
電圧平均値Ｅ４との偏差から入力電流ｉｓの実効値指令
ＩＳ傘（入力電流指令）を作成する電圧調節器、ＡＣＲ
はＩＳ・とＲＭＳの出力であるｉｓの検出実効値Ｉｓと
の偏差からＰＷＭコンバータの交流側端子電圧８ｃ
（以下、コンバータ入力電圧と略称）のパンク電圧ｅｐ
との直交成分指令値Ｅｃ−（虚軸成分）を作成する電流
調節器、ＡＰＲは力率角指令値φ拳と位相検出器ＰＤＤ
の出力である力率角検出値φとの偏差からコンバータ入
力電圧ｅｃのパンク電圧ｅｐとの同相成分Ｅｃｒ・実軸
成分）を作成する力率調節器、ＣＴＲは直交座標上の指
令値Ｅｃｒ” ％及び、Ｅｃ−を極座標上の振幅指令Ｅ
ＣＳ、及び１位相角指令ｏ傘に変換する座標変換器、Ｐ
ＷＭＩはＥｃ＊と０・によりパルス幅変調を行い、ゲー
ト信号を作成する第一のパルス幅変調器である。一方、
ＰＷＭ２はＩｓ・、φ−及び入力電流の瞬時値ｆｓより
パルス幅変調を行いゲート信号を作成する第二のパルス
幅変調器であり、ＧＳＬはｉｓの時間変化率に応じてゲ
ート信号を切換えるゲート信号切換え器である。
次に、動作について説明する。
変圧器の二次電圧ｅ３のベクトルＥｌ （＝ＥＳ ）を
基準として、入力電流ｉ３．及び、コンバータ入力電圧
ｅｃの基本波ベクトルをＩｓ 、Ｅｃとすれば１ 、Ｅｓ−Ｅｃ ｊωＬ ωＬ ωＬ ここに、ω：電源角周波数 Ｌ：ＡＣＬのインダクタンス Ｅｃｒ：Ｅｃの実軸成分 Ｅｃｉ：Ｅｃの虚軸成分 上式のように、ＰＷＭコンバータではコンバータ流を、
また、Ｅｃの実数成分Ｅｃｒの調節により無効電流を、
それぞれ、独立に制御できる。従って、第１図に示すよ
うに、ＥｃｔをＡＶＲ，及び、ＡＣＲから成る電圧制御
系で調節することにより直流出力電圧Ｅ−は所定値に制
御され、ＡＰＲを含む力率調節系でＥｃｒを調節するこ
とにより力率を、はぼ１（φ＝Ｏ）に制御することがで
きる。
基準として、入力電流ｉ３．及び、コンバータ入力電圧
ｅｃの基本波ベクトルをＩｓ 、Ｅｃとすれば１ 、Ｅｓ−Ｅｃ ｊωＬ ωＬ ωＬ ここに、ω：電源角周波数 Ｌ：ＡＣＬのインダクタンス Ｅｃｒ：Ｅｃの実軸成分 Ｅｃｉ：Ｅｃの虚軸成分 上式のように、ＰＷＭコンバータではコンバータ流を、
また、Ｅｃの実数成分Ｅｃｒの調節により無効電流を、
それぞれ、独立に制御できる。従って、第１図に示すよ
うに、ＥｃｔをＡＶＲ，及び、ＡＣＲから成る電圧制御
系で調節することにより直流出力電圧Ｅ−は所定値に制
御され、ＡＰＲを含む力率調節系でＥｃｒを調節するこ
とにより力率を、はぼ１（φ＝Ｏ）に制御することがで
きる。
実際には、コンバータ入力電圧ｅｃはＧＴＯに与えるゲ
ート信号を制御することにより調節されるため、このゲ
ート信号を作成するパルス幅変調器ＰＷＭＩが必要とな
る。第２図は、第１図中に示したパルス幅変調器ＰＷＭ
Ｉの構成の一例を示したものである。同図において、Ｅ
ＣＧは基本正弦波発生器、ＧＰＧＩはゲート信号発生器
である。
ート信号を制御することにより調節されるため、このゲ
ート信号を作成するパルス幅変調器ＰＷＭＩが必要とな
る。第２図は、第１図中に示したパルス幅変調器ＰＷＭ
Ｉの構成の一例を示したものである。同図において、Ｅ
ＣＧは基本正弦波発生器、ＧＰＧＩはゲート信号発生器
である。
基本正弦波発生器ＥＣＧはコンバータ入力電圧ｅｃの振
幅指令Ｅｃ＊と位相角指令０傘からｅｃの基本正弦波指
令ｅｃ−を作成し、これを直流電圧平均値Ｅ−で除する
ことにより変調正弦波ｙ、を作成する。この変調正弦波
ｙ、と三角搬送波ｙｃとの差をとり、その符号によりゲ
ート信号発生器ＧＰＧＩはＧＴＯに与えるゲート信号Ｇ
Ｓ１を作成する。
幅指令Ｅｃ＊と位相角指令０傘からｅｃの基本正弦波指
令ｅｃ−を作成し、これを直流電圧平均値Ｅ−で除する
ことにより変調正弦波ｙ、を作成する。この変調正弦波
ｙ、と三角搬送波ｙｃとの差をとり、その符号によりゲ
ート信号発生器ＧＰＧＩはＧＴＯに与えるゲート信号Ｇ
Ｓ１を作成する。
一方、第１図における変圧器ＭＴＲが直流偏磁等の影響
により変圧器が飽和すると、変圧器のりアクタンスは急
激に減少し、入力電流ｉｓの時間変化率ｄｓｓ／ｄｔは
第３図（Ｃ）のように変化す条、ゲート信号切換え器Ｇ
ＳＬは、この時間変化率ｄｚｓ／ｄｔの大きさを検知し
て、その値が所定値を超えたとき、ゲート信号をＧＳｌ
からＧＳ２に切換える。第二のパルス幅変調器ＰＷＭ２
は、入力電流ｉｓのピーク値がＧＴＯの遮断電流の許容
値を超えないように、ＧＴＯにゲート信号を与える。第
４図に、第二のパルス幅変調器ＰＷＭ２の構成の一例を
示す、同図において、ＩＳＯは基本正弦波発生器、ＡＢ
Ｓは絶対値検出器、ＨＣＭはヒステリシス特性を持つ比
較器、ＧＰＧ２はゲート信号発生器である。基本正弦波
発生器ＩＳＯは、入力電流ｉｓの実効値指令Ｉｓ・と位
相角指令φ・（力行時φ傘＝Ｏ°、回生時φ串＝１８０
°）から第５図（ａ）に示すような基本正弦波指令ｉｓ
＊を作成する。このｉ−と入力電流ｉｓとの差が設定値
を超えると、比較器ＨＣＭは第５図（Ｑ）に示す符号を
持った信号を出力し、ゲート信号発生器ＧＰＧ２は比較
器ＨＣＭの出力とカ行／回生判別信号Ｐ／ＢによりＰＷ
Ｍコンバータの運転モードを第５図（ｄ）のように決定
して、これに応じたゲート信号を作成する。なお、第５
図（ｄ）において、モードＣは主回路の交流側と直流側
とが接続される充電モードであり、０１オン、Ｇ４オン
、又は、０２オン、０３オンとなるモードである。また
、モードＳは交流側と直流側が切り離され、交流側を短
絡する短絡モードであり、０１オン、０３オン、又は、
Ｇ２オン、６４オンとなるモードである。
により変圧器が飽和すると、変圧器のりアクタンスは急
激に減少し、入力電流ｉｓの時間変化率ｄｓｓ／ｄｔは
第３図（Ｃ）のように変化す条、ゲート信号切換え器Ｇ
ＳＬは、この時間変化率ｄｚｓ／ｄｔの大きさを検知し
て、その値が所定値を超えたとき、ゲート信号をＧＳｌ
からＧＳ２に切換える。第二のパルス幅変調器ＰＷＭ２
は、入力電流ｉｓのピーク値がＧＴＯの遮断電流の許容
値を超えないように、ＧＴＯにゲート信号を与える。第
４図に、第二のパルス幅変調器ＰＷＭ２の構成の一例を
示す、同図において、ＩＳＯは基本正弦波発生器、ＡＢ
Ｓは絶対値検出器、ＨＣＭはヒステリシス特性を持つ比
較器、ＧＰＧ２はゲート信号発生器である。基本正弦波
発生器ＩＳＯは、入力電流ｉｓの実効値指令Ｉｓ・と位
相角指令φ・（力行時φ傘＝Ｏ°、回生時φ串＝１８０
°）から第５図（ａ）に示すような基本正弦波指令ｉｓ
＊を作成する。このｉ−と入力電流ｉｓとの差が設定値
を超えると、比較器ＨＣＭは第５図（Ｑ）に示す符号を
持った信号を出力し、ゲート信号発生器ＧＰＧ２は比較
器ＨＣＭの出力とカ行／回生判別信号Ｐ／ＢによりＰＷ
Ｍコンバータの運転モードを第５図（ｄ）のように決定
して、これに応じたゲート信号を作成する。なお、第５
図（ｄ）において、モードＣは主回路の交流側と直流側
とが接続される充電モードであり、０１オン、Ｇ４オン
、又は、０２オン、０３オンとなるモードである。また
、モードＳは交流側と直流側が切り離され、交流側を短
絡する短絡モードであり、０１オン、０３オン、又は、
Ｇ２オン、６４オンとなるモードである。
このようにして、入力電流Ｌｓは、第５図（ａ）に示す
ように、指令値Ｉｓ”に対して一定の幅を持って追従す
る。
ように、指令値Ｉｓ”に対して一定の幅を持って追従す
る。
本実施例によれば、変圧器が直流偏磁等により飽和した
場合にも、過電流に至ることはなく、継続した運転が可
能となる。
場合にも、過電流に至ることはなく、継続した運転が可
能となる。
〔発明の効果〕
本発明によれば、変圧器の飽和によるインダクタンスの
変化を効果的に検出し、過電流を防止し。
変化を効果的に検出し、過電流を防止し。
ＰＷＭコンバータを停止させることなく継続した運転が
可能となる。
可能となる。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は第１図に
おける第一のパルス幅変調器の制御系統図、第３図は検
出方法の説明図、第４図は第１図における第二のパルス
幅変調器の制御系統図、第５図は第４図の動作説明図で
ある。 ＰＷＭＩ・・・第一のパルス幅変調器、ＰＷＭ２・・・
第二のパルス幅変調器、ＧＳＬ・・・ゲート信号切操え
第 ２ 目 ′＄ ≠閲 第５１！１
おける第一のパルス幅変調器の制御系統図、第３図は検
出方法の説明図、第４図は第１図における第二のパルス
幅変調器の制御系統図、第５図は第４図の動作説明図で
ある。 ＰＷＭＩ・・・第一のパルス幅変調器、ＰＷＭ２・・・
第二のパルス幅変調器、ＧＳＬ・・・ゲート信号切操え
第 ２ 目 ′＄ ≠閲 第５１！１
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ダイオードが逆並列接続された自己消弧可能なスイ
ッチング素子をブリッジ接続し、その交流側端子は交流
リアクトルと変圧器を介して単相交流電源に接続され、
直流側端子足に直流コンデンサを備え、これと並列に負
荷を接続したパルス幅変調電力変換器と、前記パルス幅
変調電力変換器の直流出力電圧と力率を所定値に保つよ
うにパルス幅変調制御を行う制御装置とから構成される
パルス幅変調電力変換装置において、 ゲート信号を発生する手段を複数個備え、前記パルス幅
変調電力変換器の交流入力電流の時間変化率に応じて前
記ゲート信号を発生する手段を切換える手段を設けたこ
とを特徴とするパルス幅変調電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28539287A JPH01129772A (ja) | 1987-11-13 | 1987-11-13 | パルス幅変調電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28539287A JPH01129772A (ja) | 1987-11-13 | 1987-11-13 | パルス幅変調電力変換器の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01129772A true JPH01129772A (ja) | 1989-05-23 |
Family
ID=17690942
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28539287A Pending JPH01129772A (ja) | 1987-11-13 | 1987-11-13 | パルス幅変調電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01129772A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009050943A1 (ja) * | 2007-10-19 | 2009-04-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | スイッチング電源装置 |
-
1987
- 1987-11-13 JP JP28539287A patent/JPH01129772A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009050943A1 (ja) * | 2007-10-19 | 2009-04-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | スイッチング電源装置 |
| US7852647B2 (en) | 2007-10-19 | 2010-12-14 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply digital control circuit protecting from magnetic saturation effects |
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