JPH0584149B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流側がリアクトルを介して交流電源
に接続され、直流側に平滑コンデンサおよび負荷
が接続された電力変換装置に係り、この電力変換
装置をパルス幅変調制御して電力の順変換および
逆変換が可能な電力変換装置の制御装置に関す
る。

〔従来の技術〕

商用電源の交流を直流に変換して負荷に供給す
る電力変換装置にダイオードブリツジで構成した
場合、商用電源側に無効電力が発生して系統電圧
を変化させたり、高調波が発生して送電線に近接
する電話機などの通信線に誘導障害を引き起こし
たりすることがある。

かかる不具合を解消するものとして、電力変換
装置のGTO（gate turn−off thyristor）や強制
転流回路付のサイリスタ等で構成し、これらのス
イツチング素子をパルス幅変調方式で制御する、
いわゆる、PWMコンバータと呼ばれる電力変換
装置が既に実用化されている。

このパルス幅変調（PWM）方式の特徴は、交
流側と直流側とでなされる電力の授受、すなわ
ち、交流側から直流側へ電力が移送される力行運
転や、直流側から交流側へ電力が移送される回生
運転に関係なく、力率を常に「１」にできるこ
と、交流電流が正弦波状になるため高調波成分を
低減できることにある。

この電力変換装置の高機能化および高精度化を
狙つて、最近はその制御装置に論理演算回路やマ
イクロプロセツサ等を適用する動きが活発であ
る。

一例として、制御装置にマイクロプロセツサを
適用した場合、その制御アルゴリズムとしては次
に示すようなベクトル制御方式が考えられてい
る。

今、電力変換装置CNVが、第５図に示すよう
に、ダイオードを逆並列接続した４個のCOTサ
イリスタをブリツジ接続したものでなり、この電
力変換装置CNVの交流側がリアクトルＬを介し
て交流電源Ｓに接続され、この直流側が平滑コン
デンサＣおよび図示しない負荷が接続されている
ものとすると、その交流側回路は第６図の等価回
路で表わすことができる。すなわち、出力電圧が
V_Sの交流電源にリアクトルＬと出力電圧V_Cの電
源とを直列接続したものとなつている。ここで、
リアクトルＬを流れる電流すなわち交流側電流を
I_S、その両端電圧をV_Lとし、交流電源電圧V_Sと
交流側電流I_Sとが同相であるとして交流電源電圧
V_Sを基準に等価回路のベクトル図を描くと第７
図のようになる。

この時、直流側へ供給される電力P_DCは、交流
回路の抵抗や電力変換装置CNVの損失を無視す
ると、電圧V_Sと電圧V_Lとの積をリアクタンスωL
（ω：電源角周波数）で割つたものに等しく、電
圧V_Sが一定の場合には電圧V_Lの大きさに比例し
たものとなる。したがつて、これとは逆に、直流
側が要求している電力P_DCからリアクトルＬに印
加されるべき電圧V_Lを求め、電圧V_S，電圧V_Lよ
り電力変換装置CNVの交流側電圧V_Cの大きさと
位相を第７図に示すベクトル関係になるように決
めれば、電圧V_Sと電流I_Sとは同相になる。

電力変換装置の制御装置はこのようなアルゴリ
ズムによつて交流側電圧V_Cの大きさと位相とを
操作し、交流電源Ｓの力率が「１」であるような
電力変換装置を実現するものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、上述したように交流回路の抵抗分が
殆んど零の第６図のような回路において、交流電
源電圧V_Sの急変、あるいは、制御装置を急激に
操作したことによる電圧信号、位相信号の急変が
起こると交流側電流I_Sに直流分が生じると共に、
この直流分が長時間流れつづけることになる。

この結果、直流側電圧V_dの変動分が増大した
り、交流電源Ｓが変圧器の二次巻線である場合、
変圧器の飽和現象により一次電流が増大したりし
て電力変換装置として非常に好ましくない状態を
引き起こす点が問題となつていた。

一方、上述したベクトル制御は、その方式上交
流側電圧V_Cの交流分しか制御できなかつた。し
たがつて、交流側電流I_Sに含まれる直流分を除去
するために例えば交流回路に抵抗器を挿入すると
いう方法も考えられるが、この方法では電力変換
装置の効率が低下するという問題があつた。

本発明は上記の問題点を解決するためになされ
たもので、交流回路に直流電流が発生した場合で
も、この直流電流を短時間で除去し得、これによ
つて交流電源回路の力率の向上および高調波の低
減を図り得ると共に、装置の高機能化、高精度化
を実現し得る電力変換装置の制御装置の提供を目
的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る電力変換装置の制御装置は、少
なくとも交流電源の電圧信号および電力変換装置
の直流側の電圧信号に基いて、リアクトルを流れ
る電流が前記交流電源の電圧と所定の位相になる
べき前記電力変換装置の交流側の電圧信号および
位相信号を出力するベクトル演算回路と、前記リ
アクトルを流れる電流の直流分を検知する直流分
検知回路と、この直流分検知回路の出力信号に基
いて、前記リアクトルを流れる電流の直流分が零
になるように前記ベクトル演算回路から出力され
る振幅信号および位相信号の少なくとも一方を操
作する直流分補償回路とを具備したものである。

〔作用〕

この発明においては、ベクトル演算回路が交流
電源電圧および交流側電流の位相差を所定値にす
るべき電力変換装置の交流側の振幅信号および位
相信号を出力する一方、交流回路に流れる電流の
直流分を検知する直流分検知回路の出力信号に基
いて、直流分補償回路がベクトル演算回路より出
力される電圧信号および位相信号の少なくとも一
方を操作することにより、交流回路の直流電流を
短時間で除去する。

〔実施例〕 以下、本発明の原理を説明した後、一実施例に
ついて説明する。

先ず、電力変換装置から見た交流側電流I_Sに直
流分I_SDCが存在するとき、交流側は第８図の等価
回路で表わされる。ここで、直流分I_SDCを無くす
るには電力変換装置の交流側に、直流分I_SDCを打
ち消す方向の直流電圧V_DCを発生させなければな
らない。

この第８図の等価回路において、電源電圧V_S、
電力変換装置の交流側電圧V_C、直流電圧V_DCおよ
び交流電流I_Sの交流成分I_SACがそれぞれ第９図ａ
〜ｄに示す関係にあるとすれば、交流側電流I_Sの
直流成分I_SDCは第９図ｅに示すように緩やかに減
少する。

したがつて、電力変換装置の交流側に、交流電
圧V_ACと共に、大きさが一定の直流電圧V_DCを生
成することを理想とするが、この直流電圧V_DCの
生成には電力変換装置を駆動するPWMゲート出
力回路に特別な工夫を要する他、このPWMケー
ト出力回路への直流電圧V_DCに対する情報線が増
えて実用的ではなくなる。

そこで、本発明は直流電圧V_DCを生成するため
に、PWMゲート出力回路に加えられる電力変換
装置の交流側電圧の振幅V_cnおよびその位相θを
示す信号を操作して直流電圧V_DCを生成しようと
するものである。

この直流電圧V_DCを生成する一つの方法として
は、第１０図ａに示すように、振幅がV_cnの交流
電圧V_ACと、第１０図ｂに示すように負の半サイ
クルを正に反転して最大値をV_Dcnに制限した脈
流V_DCとを加え合わせることにより、第１０図ｃ
に示すように正の半サイクルの最大値V_cncが
（V_cn＋V_Dcn）となり、負の半サイクルの最大値
V_cncがV_cn−V_Dcn）となる交流電圧V_Cを電力変換
装置の交流側に発生させることが考えられる。

また、直流電圧V_DCを生成するもう一つの方法
としては、第１１図ａに示すように、振幅がV_cn
の交流電圧V_ACのうち、例えば、正のサイクル
Ａ，Ｃをそのままにして、負のサイクルＢの位相
をΔθだけ進めることにより、第１１図ｂに示す
交流電圧V_Cを電力変換装置の交流側に発生させ
ることが考えられる。なお、第１１図ｂの電圧波
形のうち、サイクルＡとサイクルＢは波高値が同
一であるが位相が異るため直流分が生成される。

しかして、電力変換装置の交流側に発生させる
べき交流電圧の大きさおよび位相のいすれか一方
を操作すれば直流分電圧を発生させることがで
き、これによつて交流側電流I_Sに含まれる直流分
を除去することができる。また、これに限らず、
交流電圧の大きさおよび位相の両方を操作しても
交流側電流I_Sに含まれる直流分を除去することが
できる。

第１図は本発明の一実施例の全体的な構成を示
すブロツク図である。同図において、電力変換装
置CNVはダイオードを逆並列接続した４個のサ
イリスタ（GTO）をブリツジ接続したものでな
り、この交流側のリアクトルＬを介して交流電源
Ｓに接続され、その直流側に平滑コンデンサＣお
よび負荷が接続されている。

この電力変換装置をPWM制御するために、交
流電源電圧V_S（以下V_Sを電圧信号としても用い
る）を検出する電圧検出器１と、直流側電圧V_d
（以下V_dを電圧信号としても用いる）を検出する
電圧検出器２と、これら量電圧検出器の出力信号
に基いて電力変換装置の交流側電圧の振幅（本明
細書では大きさとも言う）V_cnおよびその位相θ
を算出するベクトル演算回路４と、交流側電流I_S
の直流分を検出する直流分検知回路５と、この直
流分検知回路５より出力される直流分信号I_SDCお
よび電圧検出器１より出力される電圧信号V_Sに
基いて交流側電圧の大きさV_cnを補償して出力す
る直流分補償回路６と、この直流分補償回路６の
出力信号V_cncおよびθを入力してサイリスタのゲ
ート信号を生成するPWMゲート出力回路７とを
備えている。そして、ベクトル演算回路４、直流
分検知回路５および直流分補償回路６によつて本
発明に言う制御装置３を構成している。

第２図はベクトル演算回路４の詳細な構成を示
すブロツク回路図で、電力変換装置CNVの直流
側電圧の目標電圧V_dr（以下V_drを電圧信号として
も用いる）を設定する図示しない設定器の目標電
圧信号V_drと電圧検出器２より出力される電圧信
号V_dとの偏差分を算出する補償器１１と、この
補償器１１の出力信号V_L、および、電圧検出器
１より出力される電圧信号V_Sをそれぞれ二乗す
る二乗器１２、および１３と、これら二乗器の出
力を加算して得られた和の平方根を演算する平方
根器１４と、補償器１１の出力信号V_Lを電圧信
号V_Sで除した商の逆正接を演算する逆正接関数
器１５とで構成されている。

第３図は直流分補償回路６の詳細な構成を示す
ブロツク回路図で、ベクトル演算回路４より出力
される位相信号θおよび電圧検出器１より出力さ
れる電圧信号V_Sを入力して、電力変換装置の交
流側電圧信号V_Cの正サイクル時と負サイクル時
とで状態を反対にするスイツチ切換信号を出力す
るスイツチ切換器２１と、直流分検知回路５より
出力される直流分信号I_SDCを入力し、その絶対値
が一定値以下のとき、直流分信号I_SDCを零にする
リミツタ２２と、このリミツタの出力を反転する
インバータ２３と、上記スイツチ切換器２１より
出力されるスイツチ切換信号により、交流電圧
V_Cの正サイクル時にリミツタ２２の出力を通過
させ、交流電圧V_Cの負サイクル時にインバータ
２３の出力を通過させるスイツチ２４と、ベクト
ル演算回路４より出力される振幅信号C_cnにスイ
ツチ２４を介して得られた信号を加算する加算器
２５とで構成されている。

なお、直流分検知回路５としては、低域フイル
タや積分器を用いることによつて交流側電流I_Sの
直流成分を容易に検知し得るのでその詳細な構成
説明を省略する。

上記の如く構成された本実施例の作用を第４図
に示した波形図をも参照して以下に説明する。

ベクトル演算回路４を構成する補償器１１が直
流電圧の設定値V_drと検出された電圧信号V_dの偏
差に基づき、電力変換装置CNVの直流側で要求
している電力P_DCを演算すると共に、この電力P_DC
から、リアクトルＬの両端電圧V_Lを演算する。
次に、この電圧信号V_Lが二乗器１２に、交流電
圧信号V_Sが二乗器１３にそれぞれ加えられて二
乗され、さらに、平方根器１４によつて二乗され
た値の和の平方根が演算される。

かくして、補償器１１、二乗器１２，１３およ
び平方根器１４によつて下式の演算が実行され、
第７図のベクトル図に示す電圧V_Cの振幅信号V_cn
が出力される。

V_cn＝√_S ²＋_L ² (3) ここで、補償器１１の作用をさらに詳しく説明
する。

普通、電力変換装置CNVの直流側電圧V_dは目
標値として設定し一定値V_drに保持する必要があ
るが、両者の差は電力変換装置CNVが直流側へ
供給している電力と、直流側が要求している電力
との差に比例する。従つて、直流側電圧V_dと目
標値V_drの偏差量を適当に処理することによつて
電圧V_Lを演算することができる。

一方、この補償器１１の出力信号V_Lと、交流
電圧信号V_Sを逆正接関数器１５に加えることに
よつて下式の演算が実行され、第７図のベクトル
図に示す位相信号θが出力される。

θ＝tan^-1V_L／V_S (2) 次に、ベクトル演算回路４より出力される電力
変換装置CNVの交流側電圧の振幅信号V_cnと位
相信号θとが直流分補償回路６に加えられる。こ
のとき直流分補償回路６には交流電圧信号V_Sお
よび直流分信号I_SDCも加えられている。そして、
スイツチ切換器２１は位相信号θと電圧信号V_S
に基いて、電力変換装置CNVの交流側電圧V_Cの
ゼロクロス点を予測すると共に、この交流側電圧
V_Cの正サイクルおよび負サイクルを検知し、正
サイクル時にスイツチ２４をリミツタ２２側すな
わち端子P₊側に、負サイクル時にスイツチ２４
をインバータ２３側すなわち端子P_-側にそれぞ
れ切換接続する。

一方、リミツタ２２は直流分信号I_SDCが一定値
以下のとき零の信号を出力し、一定値を超えると
き直流分信号I_SDCをそのまま出力する。かくして、
スイツチ２４を介して、第１０図ｂに示す信号
V_Dcnが加算器２５の一方入力として加えられる。

また、加算器２５の他方入力として交流側電圧
の振幅信号V_cnがそのまま加えられる。したがつ
て、加算器２５からは、第１０図ｃに示すように
正サイクル時にV_cn＋V_Dcnとなり、負サイクル時
にV_cn−V_Dcnとなる振幅信号V_cncが出力される。

第４図ａ，ｂは交流電源電圧V_Sと、電力変換
装置CNVの交流側電圧V_Cとの関係を示したもの
で、交流側電圧V_Cは電源電圧V_Sに対してθだけ
位相が遅れ、その正サイクル時に、V_cn＋V_Dcnの
振幅を持ち、負サイクル時にV_cn−V_Dcnの振幅を
持つことになる。

この結果、電力変換装置の交流回路に直流電流
が発生した場合でも、この直流電流を短時間で除
去し得る。

なお上記実施例ではベクトル演算回路より出力
される交流側電圧の振幅を、正サイクルと負サイ
クルとで変える直流分補償回路を用いているが、
この代わりに加算器２５（第３図）を位相信号θ
の経路に挿入すれば、交流側電圧の位相を、正サ
イクルと負サイクルとで変えることができ、これ
によつても上述したと同様に直流電流を短時間で
除去し得る。

さらにまた、上述した加算器２５を振幅信号
V_cnの経路と、位相信号θの経路とに設けること
によつて、振幅と位相を同時に変化させて直流分
を除去することも勿論可能である。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、直流分検
知回路の出力信号に基いて直流分補償回路が電力
変換装置の交流側電流に含まれる直流分が零にな
るように、PWM制御するために振幅信号および
位相信号の少なくとも一方を操作しているので次
の効果が得られている。

(1) 電力変換装置の交流側電流に含まれ直流分を
短時間で除去できるので、電力変換装置の直流
側電圧の変動がなく、その分だけ装置性能が高
められる。また、交流電源として変圧器の二次
側を用いたとしても、直流電流による磁気飽和
がなく変圧器一次電流に歪が生じることもな
く、これによつて高調波成分の増加および力率
低下を防ぐことができる。さらに、変圧器に異
常電流が流れないので、変圧器の加熱を防止す
ることができる。

(2) 制御装置にマイクロプロセツサを適用するこ
とが容易になり、その分だけ高精度、高機能な
電力変換装置が実現される。

(3) 直流分減衰用抵抗が不用化され、電力変換装
置の電力変換効率を格段に向上させることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の全体的な構成を示
すブロツク図、第２図および第３図は同実施例の
主要な要素の詳細な構成を示すブロツク回路図、
第４図は同実施例の作用を説明するための波形
図、第５図は一般的な電力変換装置の構成を示す
回路図、第６図および第８図は同装置の作用を説
明するための等価回路図、第７図は同装置の作用
を説明するためのベクトル図、第９図は同装置の
作用を説明するための波形図、第１０図および第
１１図は本発明の原理を説明するための波形図で
ある。 Ｓ……交流電源、Ｌ……リアクトル、Ｃ……平
滑コンデンサ、CNV……電力変換装置、３……
制御装置、４……ベクトル演算回路、５……直流
分検知回路、６……直流分補償回路、７……
PWMゲート出力回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流側がリアクトルを介して交流電源に接続
   され、直流側に平滑コンデンサおよび負荷が接続
   され、パルス幅変調制御により、電力の順変換お
   よび逆変換が可能な電力変換装置において、少な
   くとも前記交流電源の電圧信号および前記電力変
   換装置の直流側の電圧信号に基いて、前記リアク
   トルを流れる電流が前記交流電源の電圧と所定の
   位相になるべき前記電力変換装置の交流側電圧の
   振幅信号および位相信号を出力するベクトル演算
   回路と、前記リアクトルを流れる電流の直流分を
   検知する直流分検知回路と、この直流分検知回路
   の出力信号に基いて、前記リアクトルを流れる電
   流の直流分が零になるように前記ベクトル演算回
   路から出力される振幅信号および位相信号の少な
   くとも一方を操作する直流分補償回路とを具備
   し、この直流分補償回路によつて操作された振幅
   信号および位相信号によつて前記電力変換装置を
   パルス幅変調制御することを特徴とする電力変換
   装置の制御装置。 ２ 前記直流分補償回路は交流電圧の正サイクル
   と負サイクルとで振幅を変えることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置の制御
   装置。 ３ 前記直流分補償回路は１サイクルの所定期間
   位相を変化させることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の電力変換装置の制御装置。