JPH0435990B2 - - Google Patents
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- JPH0435990B2 JPH0435990B2 JP58234569A JP23456983A JPH0435990B2 JP H0435990 B2 JPH0435990 B2 JP H0435990B2 JP 58234569 A JP58234569 A JP 58234569A JP 23456983 A JP23456983 A JP 23456983A JP H0435990 B2 JPH0435990 B2 JP H0435990B2
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- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/17—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only arranged for operation in parallel
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- Power Engineering (AREA)
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、入力電流の高調波成分を減少出来る
パルス幅変調コンバータに関する。
パルス幅変調コンバータに関する。
［発明の技術的背景］
直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パ
ルス幅変調制御（PWM）インバータ＋誘導電動
機、あるいは直流チヨツパ装置＋直流電動機など
がある。この直流電圧源として、バツテリーを使
う場合はあまり問題ないが、商用電源から交直電
力変換器（コンバータ）を介して直流電圧を得る
とき、当該商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になつている。
ルス幅変調制御（PWM）インバータ＋誘導電動
機、あるいは直流チヨツパ装置＋直流電動機など
がある。この直流電圧源として、バツテリーを使
う場合はあまり問題ないが、商用電源から交直電
力変換器（コンバータ）を介して直流電圧を得る
とき、当該商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になつている。
この問題を解決するために、交直電力変換器と
して、パルス幅変調制御（PWM）コンバータを
商用電源と直流電圧源（コンデンサ）との間に挿
入する方式（特願昭57−171886等）が提案されて
いる。
して、パルス幅変調制御（PWM）コンバータを
商用電源と直流電圧源（コンデンサ）との間に挿
入する方式（特願昭57−171886等）が提案されて
いる。
第１図は、交直電力変換器として、PWMコン
バータを用いた従来の電力変換装置の構成図を示
す。
バータを用いた従来の電力変換装置の構成図を示
す。
図中、SUPは単相交流電源、Lsは交流リアク
トル、CONVは交直電力変換器（コンバータ）、
Cdは直流平滑コンデンサ、LoADは負荷装置で
ある。コンバータCONVは、自己消孤能力のあ
る素子（例えばゲートターンオフサイリスタ）S1
〜S4、ホイーリングダイオードD1〜D4及び直流
リアクトルL1，L2から構成され、上記素子S1〜
S4は交流側電圧Vcの値を制御するため、公知の
パルス幅変調制御が行なわれている。すなわち、
コンバータCONVは直流電圧源（コンデンサ）
Cdから見た場合、パルス幅変調制御（PWM）イ
ンバータとなり、その場合交流電源SUP側は一
種の負荷と見ることができる。
トル、CONVは交直電力変換器（コンバータ）、
Cdは直流平滑コンデンサ、LoADは負荷装置で
ある。コンバータCONVは、自己消孤能力のあ
る素子（例えばゲートターンオフサイリスタ）S1
〜S4、ホイーリングダイオードD1〜D4及び直流
リアクトルL1，L2から構成され、上記素子S1〜
S4は交流側電圧Vcの値を制御するため、公知の
パルス幅変調制御が行なわれている。すなわち、
コンバータCONVは直流電圧源（コンデンサ）
Cdから見た場合、パルス幅変調制御（PWM）イ
ンバータとなり、その場合交流電源SUP側は一
種の負荷と見ることができる。
この従来の電力変換装置は上記直流電圧源Cd
の電圧Vdがほぼ一定になるように、交流電源か
ら供給される電流Isを制御するもので、 負荷装置LoADからの電力需要に応じて４象
限動作が可能なこと。
の電圧Vdがほぼ一定になるように、交流電源か
ら供給される電流Isを制御するもので、 負荷装置LoADからの電力需要に応じて４象
限動作が可能なこと。
上記入力電流Isは電源電圧Vsと常に同相に
制御され、入力力率が１になること。
制御され、入力力率が１になること。
また、入力電流Isは正弦波状に制御されるた
め、高調波がきわめて小さくなること。
め、高調波がきわめて小さくなること。
が特長としてあげられる。
以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。
制御回路としては、次のものが用意されてい
る。CTcは交流電流検出器、R1，R2は直流電圧
を検出するための分圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、
VRは直流電圧設定器、C1〜C3は比較器、Gv
（Ｓ）は電圧制御補償回路、MLは乗算器、OAは
反転演算増幅器、G1（Ｓ）は電流制御補償回路、
TRGは搬送波（三角波）発生器、GCはゲート制
御回路である。
る。CTcは交流電流検出器、R1，R2は直流電圧
を検出するための分圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、
VRは直流電圧設定器、C1〜C3は比較器、Gv
（Ｓ）は電圧制御補償回路、MLは乗算器、OAは
反転演算増幅器、G1（Ｓ）は電流制御補償回路、
TRGは搬送波（三角波）発生器、GCはゲート制
御回路である。
まず、絶縁増幅器ISOを介して検出された直流
電圧Vdと、電圧設定器VRからの電圧指令値Vd*
を比較器C1に入力し、偏差εv＝Vd*−Vdを求め
る。当該偏差εvは、制御補償回路Gv（Ｓ）に入力
され、積分増幅あるいは比例増幅されて、入力電
流Isの波高値指令Imとなる。
電圧Vdと、電圧設定器VRからの電圧指令値Vd*
を比較器C1に入力し、偏差εv＝Vd*−Vdを求め
る。当該偏差εvは、制御補償回路Gv（Ｓ）に入力
され、積分増幅あるいは比例増幅されて、入力電
流Isの波高値指令Imとなる。
当該波高値指令Imは乗算器MLに入力され、も
う一方の入力sinωtと掛け合わせられる。当該入
力信号sinωtは電源電圧Vs＝Vm・sinωtに同期し
た単位正弦波で、当該電源電圧Vsを検出し、定
数倍（１／Vm倍）することによつて求められ
る。
う一方の入力sinωtと掛け合わせられる。当該入
力信号sinωtは電源電圧Vs＝Vm・sinωtに同期し
た単位正弦波で、当該電源電圧Vsを検出し、定
数倍（１／Vm倍）することによつて求められ
る。
乗算機MLの出力信号Is*は電源から供給される
べき電流の指令値を与えるもので、次式のように
なる。
べき電流の指令値を与えるもので、次式のように
なる。
Is*＝Im・sinωt ……(1)
当該入力電流指令値Is*は反転増幅器OAで反転
され、コンバータCONVから電源SUPへ供給さ
れる交流電流Icの指令値Ic*となる。以下、ここ
ではIc*をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。
され、コンバータCONVから電源SUPへ供給さ
れる交流電流Icの指令値Ic*となる。以下、ここ
ではIc*をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。
コンバータ出力電流Icは交流電流検出器CTcに
よつて検出され、比較器C2に入力される。比較
器C2によつて、上記指令値Ic*と検出値Icが比較
され、偏差ε1＝Ic*−Icが求められる。当該偏差
ε1は次の制御補償回路G1（Ｓ）に入力され、比例
増幅されて、パルス幅変調制御のための制御入力
信号eiとなる。
よつて検出され、比較器C2に入力される。比較
器C2によつて、上記指令値Ic*と検出値Icが比較
され、偏差ε1＝Ic*−Icが求められる。当該偏差
ε1は次の制御補償回路G1（Ｓ）に入力され、比例
増幅されて、パルス幅変調制御のための制御入力
信号eiとなる。
パルス幅変調制御は、搬送波発生器TRG、比
較器C3及びゲート制御回路GCによつて当該制御
を行つている。
較器C3及びゲート制御回路GCによつて当該制御
を行つている。
すなわち搬送波発生器TRGは周波数1kHz程度
の三角波eTを発生し、比較器C3は、当該三角波eT
と、前記入力信号eiを比較し、その偏差εT＝ei−
eTに応じて、ゲート制御回路GCから、ゲートタ
ーンオフサイリスタS1〜S4にオン，オフ信号を与
えている。
の三角波eTを発生し、比較器C3は、当該三角波eT
と、前記入力信号eiを比較し、その偏差εT＝ei−
eTに応じて、ゲート制御回路GCから、ゲートタ
ーンオフサイリスタS1〜S4にオン，オフ信号を与
えている。
ei＞eTのとき、すなわち偏差εTが正のとき、サ
イリスタS1とS4がオンとれ、（このときS2，S3は
オフ）コンバータの交流出力電圧Vcは＋Vdとな
る。
イリスタS1とS4がオンとれ、（このときS2，S3は
オフ）コンバータの交流出力電圧Vcは＋Vdとな
る。
また、ei＜eTのとき、すなわち偏差εTが負のと
き、サイリスタS2とS3がオンされ（このときS1，
S4はオフ）、Vc＝−Vdとなる。
き、サイリスタS2とS3がオンされ（このときS1，
S4はオフ）、Vc＝−Vdとなる。
しかも、eiが正の値で、大きければ上記S1とS4
のオン期間は長くなり、S2とS3のオン期間は短く
なつて、Vcの平均値は、入力信号eiに比例した
電圧で正の値となる。逆にeiが負の値のときはS1
とS4のオン期間よりS2とS3のオン期間のほうが長
くなつて、コンバータの出力電圧Vcの平均値は、
入力信号eiに比例した値で、負の値となる。
のオン期間は長くなり、S2とS3のオン期間は短く
なつて、Vcの平均値は、入力信号eiに比例した
電圧で正の値となる。逆にeiが負の値のときはS1
とS4のオン期間よりS2とS3のオン期間のほうが長
くなつて、コンバータの出力電圧Vcの平均値は、
入力信号eiに比例した値で、負の値となる。
すなわち入力信号eiに比例した値に、コンバー
タの出力電圧Vcが制御されることになる。
タの出力電圧Vcが制御されることになる。
コンバータの出力電流Ic（電源から供給される
入力電流Icの反転値）は上記コンバータの出力電
圧Vcを調整することにより制御される。
入力電流Icの反転値）は上記コンバータの出力電
圧Vcを調整することにより制御される。
交流リアクトルLsには電源電圧Vsと、上記コ
ンバータの出力電圧Vcとの差電圧VL＝Vs−Vc
が印加される。
ンバータの出力電圧Vcとの差電圧VL＝Vs−Vc
が印加される。
Vs＞Vcのとき、電源電流Isは図の矢印の方向
に増加する。言いかえると、コンバータ出力電流
Icは図の矢印方向へは減少するように働らく。逆
に、Vs＜Vcのとき、コンバータ出力電流Icは図
の矢印の方向に増加しようと働らく。
に増加する。言いかえると、コンバータ出力電流
Icは図の矢印方向へは減少するように働らく。逆
に、Vs＜Vcのとき、コンバータ出力電流Icは図
の矢印の方向に増加しようと働らく。
コンバータの出力電流指令値Ic*に対して、実
電流Icが、Ic*＞Icの関係にあるとき、偏差ε1＝
Ic*−Icは正の値となり、制御補償回路G1（Ｓ）を
介してPWM制御の入力信号eiを増加させる。故
に、コンバータ出力電圧Vcも入力信号eiに比例
して大きくなり、Vc＞Vsとなり、コンバータ出
力電流Icを図の矢印方向に増加させる。逆に、
Ic*＜Icとなつた場合、偏差ε1は負の値となり、ei
すなわちVcを減少させて、Vc＜Vsとなり、出力
電流Icを減少させる。故に、コンバータの出力電
流Icはその指令値Ic*に一致するように制御され
る。当該指令値Ic*を正弦波状に変化させれば、
それに追従して実電流Icも正弦波状に制御され
る。
電流Icが、Ic*＞Icの関係にあるとき、偏差ε1＝
Ic*−Icは正の値となり、制御補償回路G1（Ｓ）を
介してPWM制御の入力信号eiを増加させる。故
に、コンバータ出力電圧Vcも入力信号eiに比例
して大きくなり、Vc＞Vsとなり、コンバータ出
力電流Icを図の矢印方向に増加させる。逆に、
Ic*＜Icとなつた場合、偏差ε1は負の値となり、ei
すなわちVcを減少させて、Vc＜Vsとなり、出力
電流Icを減少させる。故に、コンバータの出力電
流Icはその指令値Ic*に一致するように制御され
る。当該指令値Ic*を正弦波状に変化させれば、
それに追従して実電流Icも正弦波状に制御され
る。
コンバータの出力電流Icは電源からの入力電流
Isの反転値であり、また、コンバータ出力電流の
指令値Ic*は電源からの入力電流の指令値Is*の反
転値である。故に、入力電流Isはその指令値Is*
に追従して制御されることになる。
Isの反転値であり、また、コンバータ出力電流の
指令値Ic*は電源からの入力電流の指令値Is*の反
転値である。故に、入力電流Isはその指令値Is*
に追従して制御されることになる。
次に直流コンデンサCdの電圧Vdの制御動作を
説明する。
説明する。
比較C1によつて、直流電圧検出値Vdとその指
令値Vd*を比較する。Vd*＞Vdの場合、偏差εv
は正の値となり、制御補償回路Gv（Ｓ）を介し
て、入力電流波高値Imを増加させる。入力電流
指令値Is*は、(1)式で示したように電源電圧と同
相の正弦波で与えられる。故に、実入力電流Isが
前述の如く、Is＝Is*に制御されるものとすれば、
上記波高値Imが正の値のとき、次式で示される
有効電力Psが単相電源SUPから、コンバータ
CoNVを介して直流コンデンサCdに供給される。
令値Vd*を比較する。Vd*＞Vdの場合、偏差εv
は正の値となり、制御補償回路Gv（Ｓ）を介し
て、入力電流波高値Imを増加させる。入力電流
指令値Is*は、(1)式で示したように電源電圧と同
相の正弦波で与えられる。故に、実入力電流Isが
前述の如く、Is＝Is*に制御されるものとすれば、
上記波高値Imが正の値のとき、次式で示される
有効電力Psが単相電源SUPから、コンバータ
CoNVを介して直流コンデンサCdに供給される。
Ps＝Vs×Is＝Vm・Im・（sinωt）2＝Vm・Im・（１−cos
2ωt）／２……(2) 従つて、エネルギーPs・ｔが直流コンデンサ
Cdに1/2CdVd2として蓄積され、その結果、直流
電圧Vdが上昇する。
2ωt）／２……(2) 従つて、エネルギーPs・ｔが直流コンデンサ
Cdに1/2CdVd2として蓄積され、その結果、直流
電圧Vdが上昇する。
逆にVd*＜Vdとなつた場合、偏差εvは負の値
となり、制御補償回路Gv（Ｓ）を介して上記波高
値Imを減少させ、つにいはIm＜０とする。故
に、有効電力Psも負の値となり、今度は、エネ
ルギーPstが直流コンデンサCdから電源に回生さ
れる。その結果、直流電圧Vdは低下し、最終的
にVd＝Vd*に制御される。
となり、制御補償回路Gv（Ｓ）を介して上記波高
値Imを減少させ、つにいはIm＜０とする。故
に、有効電力Psも負の値となり、今度は、エネ
ルギーPstが直流コンデンサCdから電源に回生さ
れる。その結果、直流電圧Vdは低下し、最終的
にVd＝Vd*に制御される。
負荷装置LoADは例えば、公知のPWMインバ
ータ駆動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直
流コンデンサCdに対して、電力のやりとりを行
う。負荷装置LoADが電力を消費すれば、直流電
圧Vdが低下するが、上記制御によつて、電源か
ら有効電力Psを供給して常にVd≒Vd*に制御さ
れる。逆に負荷装置LoADから電力回生（誘導電
動機を回生運転した場合）が行われると、Vdが
一旦上昇するが、その分、電源SUPに有効電力
Psを回生することにより、やはりVd≒Vd*とな
る。すなわち、負荷装置LoADの電力消費あるい
は電力回生に応じて、電源SUPから供給する電
力Psが自動的に調整されているのである。
ータ駆動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直
流コンデンサCdに対して、電力のやりとりを行
う。負荷装置LoADが電力を消費すれば、直流電
圧Vdが低下するが、上記制御によつて、電源か
ら有効電力Psを供給して常にVd≒Vd*に制御さ
れる。逆に負荷装置LoADから電力回生（誘導電
動機を回生運転した場合）が行われると、Vdが
一旦上昇するが、その分、電源SUPに有効電力
Psを回生することにより、やはりVd≒Vd*とな
る。すなわち、負荷装置LoADの電力消費あるい
は電力回生に応じて、電源SUPから供給する電
力Psが自動的に調整されているのである。
このとき、入力電流Isは電源電圧と同相あるい
は逆相（回生時）の正弦波に制御されるので、当
然、入力力率＝１で、高調波成分はきわめて小さ
い値となつている。
は逆相（回生時）の正弦波に制御されるので、当
然、入力力率＝１で、高調波成分はきわめて小さ
い値となつている。
［従来技術の問題点］
従来の装置においては、ゲートターンオフサイ
リスタを使用すると、ターンオフタイムに限界が
あり、ダイオードの逆阻止回復時間に限界がある
ので搬送波発生器TRGの周波数を高々1kHz程度
しかとり得ないことである。強制転流回路をもつ
サイリスタを使用するときも同様である。従つて
電源からとる入力電流Isに多量の高調波が含まれ
る欠点がある。
リスタを使用すると、ターンオフタイムに限界が
あり、ダイオードの逆阻止回復時間に限界がある
ので搬送波発生器TRGの周波数を高々1kHz程度
しかとり得ないことである。強制転流回路をもつ
サイリスタを使用するときも同様である。従つて
電源からとる入力電流Isに多量の高調波が含まれ
る欠点がある。
［本発明の概要］
本発明は１台のパルス幅変調コンバータの搬送
波の周波数は1kHz程度にしておいて、パルス幅
変調コンバータを複数台用意し、それぞれのコン
バータを適宜の位相差をもつ搬送波で変調制御し
実質的には１台のコンバータのときの数倍の変調
効果を得て入力電流の高調波成分を減少させるも
のである。
波の周波数は1kHz程度にしておいて、パルス幅
変調コンバータを複数台用意し、それぞれのコン
バータを適宜の位相差をもつ搬送波で変調制御し
実質的には１台のコンバータのときの数倍の変調
効果を得て入力電流の高調波成分を減少させるも
のである。
［発明の実施例］
第２図は本発明の一実施例を示す構成図で、パ
ルス幅変調コンバータ（PWMコンバータ）２台
即ちCONV.1とCONV.2をもつ場合である。SUP
は単相電源、TRはトランスで２つの２次巻線を
有する。第１の２次巻線は交流リアクトルLs1を
介してコンバータCONV.1に接続される。コンバ
ータの直流側にはコンデンサＣが接続され、つい
でコンデンサＣを電圧源とする負荷装置が接続さ
れる。また第２の２次巻線にも同様に交流リアク
トルLs2、コンバータCONV.2が接続され、その
直流側端子は前記コンデンサＣの両端に接続され
る。
ルス幅変調コンバータ（PWMコンバータ）２台
即ちCONV.1とCONV.2をもつ場合である。SUP
は単相電源、TRはトランスで２つの２次巻線を
有する。第１の２次巻線は交流リアクトルLs1を
介してコンバータCONV.1に接続される。コンバ
ータの直流側にはコンデンサＣが接続され、つい
でコンデンサＣを電圧源とする負荷装置が接続さ
れる。また第２の２次巻線にも同様に交流リアク
トルLs2、コンバータCONV.2が接続され、その
直流側端子は前記コンデンサＣの両端に接続され
る。
第３図乃至第５図を用いて実施例の動作を説明
する。第３図はコンバータCONV.1とCONV.2の
制御ブロツク図である。基本的な考え方は第１図
と同様であるがコンバータCONV.1とCONV.2が
同一の電力を取り扱うように２つのコンバータに
共通の入力電流指令Is*を与え２つの独立した電
流制御ループを構成している。コンデンサの直流
電圧の指令値Vd*と検出値Vdを比較しその偏差
を電圧制御装置Gvに与える。同制御装置Gvの出
力と電源電圧と同相の単位正弦波sinωtを乗算し、
その結果をIs*とすると、Is*はコンデンサ電圧を
指令値に一致させるために必要な入力電流指令で
ある。入力電流指令Is*は直流電圧の偏差Vd*−
Vdに比例するような波高値をもち、電源電圧と
同相の有効電流指令である。入力電流指令Is*は
コンバータCONV.1の電流制御装置とCONV.2の
電流制御装置に並列に与えられる。コンバータ
CONV.1について述べると入力電流指令値Is*と
検出値Is1が比較され、その偏差を電流制御装置
G1に与えて電圧指令eiに変換する。TRG1は
PWMコンバータの搬送波即ち三角波電圧を発生
するもので、電圧指令eiと三角波電圧の大，小関
係によつてゲート回路GC1を介してコンバータ
CONV.1を制御する。コンバータCONV.2の電流
制御法も全く同様である。
する。第３図はコンバータCONV.1とCONV.2の
制御ブロツク図である。基本的な考え方は第１図
と同様であるがコンバータCONV.1とCONV.2が
同一の電力を取り扱うように２つのコンバータに
共通の入力電流指令Is*を与え２つの独立した電
流制御ループを構成している。コンデンサの直流
電圧の指令値Vd*と検出値Vdを比較しその偏差
を電圧制御装置Gvに与える。同制御装置Gvの出
力と電源電圧と同相の単位正弦波sinωtを乗算し、
その結果をIs*とすると、Is*はコンデンサ電圧を
指令値に一致させるために必要な入力電流指令で
ある。入力電流指令Is*は直流電圧の偏差Vd*−
Vdに比例するような波高値をもち、電源電圧と
同相の有効電流指令である。入力電流指令Is*は
コンバータCONV.1の電流制御装置とCONV.2の
電流制御装置に並列に与えられる。コンバータ
CONV.1について述べると入力電流指令値Is*と
検出値Is1が比較され、その偏差を電流制御装置
G1に与えて電圧指令eiに変換する。TRG1は
PWMコンバータの搬送波即ち三角波電圧を発生
するもので、電圧指令eiと三角波電圧の大，小関
係によつてゲート回路GC1を介してコンバータ
CONV.1を制御する。コンバータCONV.2の電流
制御法も全く同様である。
本発明を実現するポイントは２つのPWMコン
バータの変調制御法にある。２つのコンバータ
CONV.1とCONV.2が平衡状態（Is1＝Is2）にあ
るとして変調方法をコンバータCONV.1について
説明する。
バータの変調制御法にある。２つのコンバータ
CONV.1とCONV.2が平衡状態（Is1＝Is2）にあ
るとして変調方法をコンバータCONV.1について
説明する。
第４図は第３図において電圧指令eiと三角波の
搬送波の関係を示す波形である。搬送波発生器
TRG1は互いに180°位相の異なる２つの三角波ａ，
ｂを出力する。電圧指令eiと三角波ａとの比較に
より、制御信号ｘを得て、ゲート回路GC1を介し
てサイリスタS11，S12を制御する。電圧指令eiと
三角波ｂの比較により制御信号ｙを得てゲート回
路GC1を介してサイリスタS13，S14を制御する。
電圧指令eiが正のときはPWMコンバータの入力
電圧は同図eoのごとくなり一方電圧指令が負の
ときは、ゲート信号x′，y′となり、PWMコンバ
ータの入力電圧はeo′の如くなる。
搬送波の関係を示す波形である。搬送波発生器
TRG1は互いに180°位相の異なる２つの三角波ａ，
ｂを出力する。電圧指令eiと三角波ａとの比較に
より、制御信号ｘを得て、ゲート回路GC1を介し
てサイリスタS11，S12を制御する。電圧指令eiと
三角波ｂの比較により制御信号ｙを得てゲート回
路GC1を介してサイリスタS13，S14を制御する。
電圧指令eiが正のときはPWMコンバータの入力
電圧は同図eoのごとくなり一方電圧指令が負の
ときは、ゲート信号x′，y′となり、PWMコンバ
ータの入力電圧はeo′の如くなる。
制御入力信号eiが正の値のときサイリスタS11
のオン期間はサイリスタS12のオン期間より長く
なり、またサイリスタS14のオン期間はサイリス
タS13のオン期間より長くなる。しかも、サイリ
スタS11のオン期間中にサイリスタS13のオン期間
が１度だけ発生しサイリスタS14のオン期間にS12
のオン期間が１度だけ発生する。従つて次の３つ
のモードが存在する。
のオン期間はサイリスタS12のオン期間より長く
なり、またサイリスタS14のオン期間はサイリス
タS13のオン期間より長くなる。しかも、サイリ
スタS11のオン期間中にサイリスタS13のオン期間
が１度だけ発生しサイリスタS14のオン期間にS12
のオン期間が１度だけ発生する。従つて次の３つ
のモードが存在する。
(イ) S11オン（S12オフ），
S14オン（S13オフ）
(ロ) S11オン（S12オフ），
S13オン（S14オフ）
(ハ) S12オン（S11オフ），
S14オン（S13オフ）
上記(イ)のモードではコンデンサ電圧がVdがコ
ンバータの入力端子に発生しeo＝Vdとなる。(ロ)，
(ハ)のモードでは入力端子は短絡されるのでeo＝
０となる。従つて出力電圧eoを単位化して表示
するとコンバータの入力電圧は同図eoの波形と
なる。
ンバータの入力端子に発生しeo＝Vdとなる。(ロ)，
(ハ)のモードでは入力端子は短絡されるのでeo＝
０となる。従つて出力電圧eoを単位化して表示
するとコンバータの入力電圧は同図eoの波形と
なる。
入力電圧eoは常に正の値で、平均値は電圧指
令eiに比例する。入力電圧eoの制御周波数は、サ
イリスタS11〜S14のオンオフ周波数即ち搬送波周
波数の２倍になつている。
令eiに比例する。入力電圧eoの制御周波数は、サ
イリスタS11〜S14のオンオフ周波数即ち搬送波周
波数の２倍になつている。
電圧指令がei′のごとく負の値になつた場合、
今度はサイリスタS12のオン期間がS11のオン期間
より長くなり、さらにサイリスタS13のオン期間
がS14のオン期間より長くなる。しかもサイリス
タS12のオン期間中にS14が１度だけオンし、また
サイリスタS13のオン期間中にS1のオン期間が１
度だけ発生する。従つて次のような３つのモード
が考えられる。
今度はサイリスタS12のオン期間がS11のオン期間
より長くなり、さらにサイリスタS13のオン期間
がS14のオン期間より長くなる。しかもサイリス
タS12のオン期間中にS14が１度だけオンし、また
サイリスタS13のオン期間中にS1のオン期間が１
度だけ発生する。従つて次のような３つのモード
が考えられる。
(イ) S11オン（S12オフ），
S13オン（S14オフ）
(ロ) S12オン（S11オフ），
S13オン（S14オフ）
(ハ) S12オン（S11オフ），
S14オン（S13オフ）
上記(イ)，(ハ)のモードではコンバータの入力端子
は短絡されて零となり、(ロ)のモードでは入力電圧
はeo＝−Vdとなる。従つてコンバータ入力電圧
を単位化して表現すると同図eo′の如くなる。電
圧eo′は常に負の値で平均値は電圧指令ei′に比例
している。この場合も入力電圧eo′の制御周波数
は搬送波周波数の２倍になつている。
は短絡されて零となり、(ロ)のモードでは入力電圧
はeo＝−Vdとなる。従つてコンバータ入力電圧
を単位化して表現すると同図eo′の如くなる。電
圧eo′は常に負の値で平均値は電圧指令ei′に比例
している。この場合も入力電圧eo′の制御周波数
は搬送波周波数の２倍になつている。
コンバータCONV.2に対する変調制御法も前記
コンバータCONV.1に対する方法と全く同様であ
る。しかしながらコンバータCONV.2に対して変
調するとき搬送波発生器TRG2において出力され
る三角波の位相が第５図に示すように搬送波発生
器TRG1の出力に対して90°おくれている点が異な
る。従つて電圧指令eiと搬送波a′の大，小関係に
よつてゲート回路GC2を介してサイリスタS21，
S22を制御し、また、電圧指令eiと搬送波b′の大，
小関係によつてサイリスタS23，S24が制御され
る。
コンバータCONV.1に対する方法と全く同様であ
る。しかしながらコンバータCONV.2に対して変
調するとき搬送波発生器TRG2において出力され
る三角波の位相が第５図に示すように搬送波発生
器TRG1の出力に対して90°おくれている点が異な
る。従つて電圧指令eiと搬送波a′の大，小関係に
よつてゲート回路GC2を介してサイリスタS21，
S22を制御し、また、電圧指令eiと搬送波b′の大，
小関係によつてサイリスタS23，S24が制御され
る。
第５図から理解できるように１つの入力電流指
令Is*に対してコンバータCONV.1とCONV.2が
90°おくれて変調制御される。１つのコンバータ
内でみると前記のように搬送波の２倍の周波数で
抑制されることを含めて考えると、総合のトラン
ス１次巻線に流れる電流Isは実質的に搬送波の４
倍の周波数で抑制されることになる。
令Is*に対してコンバータCONV.1とCONV.2が
90°おくれて変調制御される。１つのコンバータ
内でみると前記のように搬送波の２倍の周波数で
抑制されることを含めて考えると、総合のトラン
ス１次巻線に流れる電流Isは実質的に搬送波の４
倍の周波数で抑制されることになる。
PWMコンバータ２台に対する実施例で説明し
たが、ｎ台のコンバータを導入し、各コンバータ
を180°／ｎの位相差をもつ搬送波で変調制御する
とみかけ上搬送波の周波数を2nc（c：サイリス
タの制御周波数）まで高めることが可能である。
たが、ｎ台のコンバータを導入し、各コンバータ
を180°／ｎの位相差をもつ搬送波で変調制御する
とみかけ上搬送波の周波数を2nc（c：サイリス
タの制御周波数）まで高めることが可能である。
［発明の効果］
本発明によれば複数台のPWMコンバータを用
いてそれぞれのコンバータを適宜の位相差をもつ
搬送波で変調制御し、実質的には１台のときの数
倍の変調効果を得て入力電流の高調波成分を減少
させるものである。
いてそれぞれのコンバータを適宜の位相差をもつ
搬送波で変調制御し、実質的には１台のときの数
倍の変調効果を得て入力電流の高調波成分を減少
させるものである。
さらに前述においては詳記していないが、AC
→DC変換を複数台の変換器を用いて実現すると
制御の冗長度という点ですぐれたシステムを構成
できる。つまり１台のコンバータが何らかの原因
で故障した場合そのコンバータを切り離してやる
と若干の容量の減少はやむを得ないがシステム全
体が運転不能に陥いるという大事故をさけること
ができる。本発明は電源の対象が単相の場合であ
り交流電車等へ適用することを考えると、このよ
うな制御の冗長度は極めて重要な要素である。
→DC変換を複数台の変換器を用いて実現すると
制御の冗長度という点ですぐれたシステムを構成
できる。つまり１台のコンバータが何らかの原因
で故障した場合そのコンバータを切り離してやる
と若干の容量の減少はやむを得ないがシステム全
体が運転不能に陥いるという大事故をさけること
ができる。本発明は電源の対象が単相の場合であ
り交流電車等へ適用することを考えると、このよ
うな制御の冗長度は極めて重要な要素である。
第１図は従来の電力変換装置の構成図、第２図
は本発明の一実施例を示す構成図、第３図は第２
図の制御ブロツク図、第４図乃至第５図は本発明
の動作を説明するための図である。 SUP……電源、TR……トランス、Ls，Ls1，
Ls2……交流リアクトル、CONV，CONV.1，
CONV.2……コンバータ、Cd，Ｃ……コンデン
サ、R1，R2……抵抗器、ISO……絶縁増幅器、
TRG，TRG1，TRG2……搬送波発生器、VR…
…可変抵抗器、Gv，GI……制御装置、ML……
乗算器、GC，GC1，GC2……ゲート制御回路。
は本発明の一実施例を示す構成図、第３図は第２
図の制御ブロツク図、第４図乃至第５図は本発明
の動作を説明するための図である。 SUP……電源、TR……トランス、Ls，Ls1，
Ls2……交流リアクトル、CONV，CONV.1，
CONV.2……コンバータ、Cd，Ｃ……コンデン
サ、R1，R2……抵抗器、ISO……絶縁増幅器、
TRG，TRG1，TRG2……搬送波発生器、VR…
…可変抵抗器、Gv，GI……制御装置、ML……
乗算器、GC，GC1，GC2……ゲート制御回路。
Claims (1)
- １ 半導体スイツチング素子を少なくとも２個直
列接続した対を２組設け、それらを直流電圧源に
対して並列に接続し前記直列接続の中間点を単相
交流電源に接続するようにした単相パルス幅変調
コンバータを複数台並列接続し１つの単相コンバ
ータ内においては２組の直列接続したスイツチン
グ素子の制御用搬送波を180゜ずらして与え、単相
パルス変調コンバータ相互間においては搬送波を
適宜の位相だけずらして直流電圧が一定になるよ
うに各単相パルス幅変調コンバータの入力電流を
個別に制御することを特徴とするパルス幅変調コ
ンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58234569A JPS60128870A (ja) | 1983-12-13 | 1983-12-13 | パルス幅変調コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58234569A JPS60128870A (ja) | 1983-12-13 | 1983-12-13 | パルス幅変調コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60128870A JPS60128870A (ja) | 1985-07-09 |
| JPH0435990B2 true JPH0435990B2 (ja) | 1992-06-12 |
Family
ID=16973066
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58234569A Granted JPS60128870A (ja) | 1983-12-13 | 1983-12-13 | パルス幅変調コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60128870A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4825347A (en) * | 1987-09-03 | 1989-04-25 | Unisys Corporation | Pulse width modulation control circuit |
| JP2585393B2 (ja) * | 1988-09-20 | 1997-02-26 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JPH02197264A (ja) * | 1989-01-23 | 1990-08-03 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP2715584B2 (ja) * | 1989-06-05 | 1998-02-18 | 富士電機株式会社 | 多重化整流器の制御方法 |
| JPH07123501A (ja) * | 1993-10-28 | 1995-05-12 | Toshiba Corp | 電気車制御装置 |
-
1983
- 1983-12-13 JP JP58234569A patent/JPS60128870A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60128870A (ja) | 1985-07-09 |
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