JPH01132201A - 同調可能マイクロウェーブフィルタ - Google Patents
同調可能マイクロウェーブフィルタInfo
- Publication number
- JPH01132201A JPH01132201A JP8827386A JP2738688A JPH01132201A JP H01132201 A JPH01132201 A JP H01132201A JP 8827386 A JP8827386 A JP 8827386A JP 2738688 A JP2738688 A JP 2738688A JP H01132201 A JPH01132201 A JP H01132201A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- variable capacitance
- transmission line
- capacitance diodes
- branch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/203—Strip line filters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、特に８００ Ｍ ＩＩ ｚから１８００ＭＩ
ｌｚの帯域に任用する同調可能フィルタに関する。
ｌｚの帯域に任用する同調可能フィルタに関する。
免ｉ匹１１
ＴＶＲＯ（ｒテＬｙ ヒ受信専用」）及びＤＡＴＡＲＯ
（ｒデータ受信専用１）といった適用において地上ステ
ーションのアンテナで受信される信号は、１０．９５〜
１１．７ＧＩｌｚ又は１２．２５〜１２．７５ＧＩＩｚ
又は１１．７〜１２ 、’５ＧＩＩｚ等といった帯域に
ある。第一段ではこれらの帯域はそれぞれ９５０〜１７
ＯＯＭ ＩＩ ｚ、９５０〜１４５０ Ｍ ＩＩ ｚ及
び９５０〜１７５０Ｍｌ１ｚのＲＦ（ラジオ周波数）帯
域に変換される。
（ｒデータ受信専用１）といった適用において地上ステ
ーションのアンテナで受信される信号は、１０．９５〜
１１．７ＧＩｌｚ又は１２．２５〜１２．７５ＧＩＩｚ
又は１１．７〜１２ 、’５ＧＩＩｚ等といった帯域に
ある。第一段ではこれらの帯域はそれぞれ９５０〜１７
ＯＯＭ ＩＩ ｚ、９５０〜１４５０ Ｍ ＩＩ ｚ及
び９５０〜１７５０Ｍｌ１ｚのＲＦ（ラジオ周波数）帯
域に変換される。
第二変換では、これらの周波数を数百Ｍｌｌｚ、例えば
４５０ Ｍ ＩＩ ｚといった中間周波数又はＩＦの周
辺に移す。
４５０ Ｍ ＩＩ ｚといった中間周波数又はＩＦの周
辺に移す。
ＲＦ帯域における各チャンネルは数＋Ｍｔｌｚの幅であ
る。同調可能フィルタは、選別されたチャンネルのみを
合計人口ＲＦ帯域幅に伝送する。結果として、最終変換
段の局部発信Ｗ （ＬＯ）からの周波数と影像周波数及
び混合生成物とは、更に効果的に除波される。
る。同調可能フィルタは、選別されたチャンネルのみを
合計人口ＲＦ帯域幅に伝送する。結果として、最終変換
段の局部発信Ｗ （ＬＯ）からの周波数と影像周波数及
び混合生成物とは、更に効果的に除波される。
欧州特許第０１３８４３８号明細書には、二つの同種の
ブランチを備えた同調可能マイクロウェーブフィルタで
あって、その各ブランチの各端部は接地してあり且つ、
その各ブランチでは固定インダクタンスと、第一調整自
在インダクタンスと、第一可変キャパシタンスダイオー
ドと、第二可変キャパシタンスダイオード及び第二可変
インダクタンスを包含する直列共振分路によって構成し
てある高周波フィルタと、フィルタの入力点及び出力点
の間にある直列インダクタンスを包含するカップリング
要素とが直列接続してあるフィルタが記述してある。
ブランチを備えた同調可能マイクロウェーブフィルタで
あって、その各ブランチの各端部は接地してあり且つ、
その各ブランチでは固定インダクタンスと、第一調整自
在インダクタンスと、第一可変キャパシタンスダイオー
ドと、第二可変キャパシタンスダイオード及び第二可変
インダクタンスを包含する直列共振分路によって構成し
てある高周波フィルタと、フィルタの入力点及び出力点
の間にある直列インダクタンスを包含するカップリング
要素とが直列接続してあるフィルタが記述してある。
調整自在インダクタンスのために、このようなフィルタ
は安価ではない。
は安価ではない。
本発明はこの欠点を削減しようとしている。
ルゴＦすＬｌ
このことから本発明は、各端部で接地しており且つＤ．
Ｃ．信号によって制御される直列接続の第一可変キャパ
シタンスダイオード及び第二可変キャパシタンスダイオ
ードをそれぞれ包３する二つの、同種のブランチを備え
た同調可能マイクロウェーブフィルタであって、平らな
基板の第一面上に設置してあり、各ブランチが更に、そ
の第二ダイオード及びその第一端部の間に直列に設置し
てあるマイクロストリップ伝送線を個々に包含し、マイ
クロウェーブ入力及びマイクロウェーブ出力がそれぞれ
第−及び第二ブランチの、対称なインピーダンス整合器
を介して、マイクロストリップ１云送線と第二可変キャ
パシタンスダイオードとの共通点に接続してあるフィル
タを提供する。
Ｃ．信号によって制御される直列接続の第一可変キャパ
シタンスダイオード及び第二可変キャパシタンスダイオ
ードをそれぞれ包３する二つの、同種のブランチを備え
た同調可能マイクロウェーブフィルタであって、平らな
基板の第一面上に設置してあり、各ブランチが更に、そ
の第二ダイオード及びその第一端部の間に直列に設置し
てあるマイクロストリップ伝送線を個々に包含し、マイ
クロウェーブ入力及びマイクロウェーブ出力がそれぞれ
第−及び第二ブランチの、対称なインピーダンス整合器
を介して、マイクロストリップ１云送線と第二可変キャ
パシタンスダイオードとの共通点に接続してあるフィル
タを提供する。
このようなフィルタは再生産可能な方法で容鴇に製造で
きるという主な長所があり、従って自動アセンブリが可
能である。それ故このようなフィルタの原価は非常に小
さい。従って一般公共用の衛星受信ターミナルに使用し
得る。
きるという主な長所があり、従って自動アセンブリが可
能である。それ故このようなフィルタの原価は非常に小
さい。従って一般公共用の衛星受信ターミナルに使用し
得る。
有利なことに、本発明のフィルタは、完全に金属処理し
てあってめっきスルーホール（１’ＴＩ＋）、７１形態
のフィルタ接地点を有する接地面を構成した第二面を有
する基板上に形成される。
てあってめっきスルーホール（１’ＴＩ＋）、７１形態
のフィルタ接地点を有する接地面を構成した第二面を有
する基板上に形成される。
更に正確に言えば、本発明のフィルタは、各ブランチは
ＲＣフィルタを介してＤ．Ｃ．電力で励起されるが、前
記Ｄ．Ｃ．電力供給は、長さ（２ｋト１）λ／４のマイ
クロストリップ伝送線及びＲＣフィルタの抵抗を介して
二°つの可変キャパシタンスダイオード間の共通点と、
ＲＣフィルタのキャパシタンスを介して第一可変キャパ
ジタンスダイオードの接地端部とに接続してある。長さ
（２ｋ’ ＋ １）λ／４のマイクロストリップ伝送線
は両ブランチをＤ．Ｃ．電圧源に接続する。
ＲＣフィルタを介してＤ．Ｃ．電力で励起されるが、前
記Ｄ．Ｃ．電力供給は、長さ（２ｋト１）λ／４のマイ
クロストリップ伝送線及びＲＣフィルタの抵抗を介して
二°つの可変キャパシタンスダイオード間の共通点と、
ＲＣフィルタのキャパシタンスを介して第一可変キャパ
ジタンスダイオードの接地端部とに接続してある。長さ
（２ｋ’ ＋ １）λ／４のマイクロストリップ伝送線
は両ブランチをＤ．Ｃ．電圧源に接続する。
可変キャパシタンスダイオードは基板にあけた孔内に設
置され、それによって高精度をもって位置′Ａ整され得
る。
置され、それによって高精度をもって位置′Ａ整され得
る。
添１・１の図面を参照して本発明の詳細な説明する。
叱渣」」幻引
この図は、その第一面９上に本発明のフィルタを有する
基板８を示す。フィルタは、基板８の面９上に位置する
軸Δに対して対称な二つの部分又はブランチ１０（ＩＯ
Ａ）を備えている。
基板８を示す。フィルタは、基板８の面９上に位置する
軸Δに対して対称な二つの部分又はブランチ１０（ＩＯ
Ａ）を備えている。
本発明のフィルタの各部分く１０．１０＾〉は、軸Δに
平行に伸び且つ基板表面の金属処理によって構成してあ
る伝送線１１（１１＾）と、直列に接続してあり且つ伝
送線１１（１１＾）及びアース２４の間に設置してある
二つの可変キャパシタンスダイオード（可変容置ダイオ
ード）１２．１３（１２＾、１３＾）と、抵抗１５（１
５＾）及び独立キャパシタンス１６（１６＾）を介して
可変容量ダイオード１２．１３（１２＾、１３＾）の両
方を反転バ、イアスするためのＤ．Ｃ．電圧源■に接続
してある、長さ（２ｋ＋１）λ／４（λは当該マイクロ
ウェーブ信号の波長）の伝送線１４（１４＾）と、主ア
ーム１９（１９＾）に平行に伸びる対称な二つのスタブ
１８（１８＾）によって構成してある対称な整合器１８
．１９（１８＾、１９＾）を介して、伝送ｌｔ！１１（
１１＾）及び第一可変容量ダイオード１２（１２＾）の
間の共通点に接続してある、５０オ一ムインピーダンス
整合伝送線１７（１７＾）とを備えている。
平行に伸び且つ基板表面の金属処理によって構成してあ
る伝送線１１（１１＾）と、直列に接続してあり且つ伝
送線１１（１１＾）及びアース２４の間に設置してある
二つの可変キャパシタンスダイオード（可変容置ダイオ
ード）１２．１３（１２＾、１３＾）と、抵抗１５（１
５＾）及び独立キャパシタンス１６（１６＾）を介して
可変容量ダイオード１２．１３（１２＾、１３＾）の両
方を反転バ、イアスするためのＤ．Ｃ．電圧源■に接続
してある、長さ（２ｋ＋１）λ／４（λは当該マイクロ
ウェーブ信号の波長）の伝送線１４（１４＾）と、主ア
ーム１９（１９＾）に平行に伸びる対称な二つのスタブ
１８（１８＾）によって構成してある対称な整合器１８
．１９（１８＾、１９＾）を介して、伝送ｌｔ！１１（
１１＾）及び第一可変容量ダイオード１２（１２＾）の
間の共通点に接続してある、５０オ一ムインピーダンス
整合伝送線１７（１７＾）とを備えている。
第一部分（１０）では、このインピーダンス整合伝送ｕ
Ａ１７は、マイクロウェーブ信号Ｅが接続される入力を
構成する。第二部分（１０＾）では、インピーダンス整
合伝送線（１７＾）は、そこからマイクロウェーブ信号
Ｓが得られる本発明のフィルタの出力を構成する。
Ａ１７は、マイクロウェーブ信号Ｅが接続される入力を
構成する。第二部分（１０＾）では、インピーダンス整
合伝送線（１７＾）は、そこからマイクロウェーブ信号
Ｓが得られる本発明のフィルタの出力を構成する。
二つの伝送線１１及び１１＾、そして本発明のフィルタ
の二つの部分１０及び１０＾は相互に結合しており、そ
れ自体がアース２２ｋ接続してある伝送線２０の長さを
介して端部接続されている。
の二つの部分１０及び１０＾は相互に結合しており、そ
れ自体がアース２２ｋ接続してある伝送線２０の長さを
介して端部接続されている。
第二部分の二つの可変容量ダイオード１２＾及び１；（
への中間点は、長さ（２ｋ’ ＋ １）λ／４の伝送線
２１を介してＤ．Ｃ．電圧源Ｖに接続してある。
への中間点は、長さ（２ｋ’ ＋ １）λ／４の伝送線
２１を介してＤ．Ｃ．電圧源Ｖに接続してある。
基板の第二面は完全に金属処理してある。従って接地点
は孔２２及び２４を通してめっきしてある。
は孔２２及び２４を通してめっきしてある。
可変容量ダイオード１２（１２＾）及び１３（１３＾）
は位置調整孔２２（２２八）及び２３（２３八）内に設
置してある。
は位置調整孔２２（２２八）及び２３（２３八）内に設
置してある。
本発明のフィルタの構造はマイクロストリップ技術を使
用してｆＲ造してあり、使用される基板は例えばガラス
エポキシであって、これならば原価を小さくできる。
用してｆＲ造してあり、使用される基板は例えばガラス
エポキシであって、これならば原価を小さくできる。
フィルタは、可変容量ダイオード２２．２３．２２八及
び２３Δに与えられるＤ．Ｃ．電圧を変化させることに
よって同調される。これらの可変容量ダイオードはシリ
コンで製造してもよく、例えばそれは＾ｓＧａ可変容量
ダイオードを使用するよりも安価である。
び２３Δに与えられるＤ．Ｃ．電圧を変化させることに
よって同調される。これらの可変容量ダイオードはシリ
コンで製造してもよく、例えばそれは＾ｓＧａ可変容量
ダイオードを使用するよりも安価である。
独立キャパシタンス１６（１６＾）及び抵抗１５（１５
Ａ）は、二つの可変容量ダイオード２２及び２３（２２
＾及び２３＾）間の接続点に当該マイクロウェーブ周波
数では無限であるインピーダンスを与えるために用いら
れる。独立キャパシタンス１６（１６＾）及び抵抗１５
（１５八）は表面設置部品（ＳＭＣ）によって構成して
あり、それによって本発明のフィルタは自動大量生産さ
れ得て、原価を小さくできる。
Ａ）は、二つの可変容量ダイオード２２及び２３（２２
＾及び２３＾）間の接続点に当該マイクロウェーブ周波
数では無限であるインピーダンスを与えるために用いら
れる。独立キャパシタンス１６（１６＾）及び抵抗１５
（１５八）は表面設置部品（ＳＭＣ）によって構成して
あり、それによって本発明のフィルタは自動大量生産さ
れ得て、原価を小さくできる。
アセンブリの再生産性を向上させるために、可変容量ダ
イオードは基板を通してあけた環状の孔の中に受容され
ており、その結果これらの接続線は互いにほぼ同じ長さ
のアセンブリとなる。
イオードは基板を通してあけた環状の孔の中に受容され
ており、その結果これらの接続線は互いにほぼ同じ長さ
のアセンブリとなる。
従って本発明のフィルタは、その中の各共振器が伝送線
と、二つの可変容量ダイオードと、可変容量ダイオード
の接続線によるインダクタンスとによって構成してある
二極フィルタである。二つの共振コ；間の結合は伝送線
で行なわれ、二つの伝送線１１及び１１＾間の結合は、
それらの厚さ、間隔、及び長さに依存する。
と、二つの可変容量ダイオードと、可変容量ダイオード
の接続線によるインダクタンスとによって構成してある
二極フィルタである。二つの共振コ；間の結合は伝送線
で行なわれ、二つの伝送線１１及び１１＾間の結合は、
それらの厚さ、間隔、及び長さに依存する。
フィルタの寸法を変えることによって、異なる帯域、特
に９５０〜１７５０Ｍｆｌｚ帯域に渡って同調可能のフ
ィルタを設計することが可能である。
に９５０〜１７５０Ｍｆｌｚ帯域に渡って同調可能のフ
ィルタを設計することが可能である。
共振器間の結合はその本来の特質から操作周波数に依存
する。インピーダンスの反転により、必要なフィルタ機
能は、可変容量ダイオードに与える電圧を変化させて行
なわれる同調帯域内へのインピーダンス整合を損なうで
あろう幅広い帯域ではない、インピーダンス整合器１８
．１９及び１８＾、１９＾の目的はこの欠点を削減する
ことである。これらの部品及び対称インピーダンス整合
は、当該周波数帯域のほぼ全てに渡り行なわれる、幅広
い帯域インピーダンス整合を得るのに有用である。
する。インピーダンスの反転により、必要なフィルタ機
能は、可変容量ダイオードに与える電圧を変化させて行
なわれる同調帯域内へのインピーダンス整合を損なうで
あろう幅広い帯域ではない、インピーダンス整合器１８
．１９及び１８＾、１９＾の目的はこの欠点を削減する
ことである。これらの部品及び対称インピーダンス整合
は、当該周波数帯域のほぼ全てに渡り行なわれる、幅広
い帯域インピーダンス整合を得るのに有用である。
使用する可変容量ダイオードは、例えば、（５００Ｋｌ
ｌｚで）Ｏボルトから２４ボルトに変１ヒする制御電圧
■に対して１８ｐＦから２ｐＦに変化するキャパシタン
スを有してもよい、この場合はりであるキャパシタンス
比は、フィルタが調整され得る帯域を制限する。この比
を大きくすることによって、より幅広い帯域に渡り同調
可能なフィルタを得ることができる。
ｌｚで）Ｏボルトから２４ボルトに変１ヒする制御電圧
■に対して１８ｐＦから２ｐＦに変化するキャパシタン
スを有してもよい、この場合はりであるキャパシタンス
比は、フィルタが調整され得る帯域を制限する。この比
を大きくすることによって、より幅広い帯域に渡り同調
可能なフィルタを得ることができる。
当然のこと本発明は好適具体例によってのみ説明してあ
り、本発明の主旨を越えることなしにその要素は等価の
要素によって置換し得る。
り、本発明の主旨を越えることなしにその要素は等価の
要素によって置換し得る。
図は本発明のフィルタの平面図である。
８・・・基板、９・・・基板の第一面、１０．ＩＯＡ・
・・ブランチ、１１，１１＾、１４，１４Ａ、２１・・
・伝送線、１２，１２八、ｔ３．ｔ：＋Δ・・・可変キ
ャパシタンスダイオード、１５ 、１５Ａ・・・抵抗、
１６．１６＾・・・独立キャパシタンス、１７．１７八
・・・インピーダンス整合伝送線、１８．１８＾、１９
，１９＾・・・インピーダンス整合器、２２，２２Ａ、
２３，２３＾・・・位置調整孔、２４・・・接地点、Ｅ
、Ｓ・・・マイクロウェーブ信号、Δ・・・軸。
・・ブランチ、１１，１１＾、１４，１４Ａ、２１・・
・伝送線、１２，１２八、ｔ３．ｔ：＋Δ・・・可変キ
ャパシタンスダイオード、１５ 、１５Ａ・・・抵抗、
１６．１６＾・・・独立キャパシタンス、１７．１７八
・・・インピーダンス整合伝送線、１８．１８＾、１９
，１９＾・・・インピーダンス整合器、２２，２２Ａ、
２３，２３＾・・・位置調整孔、２４・・・接地点、Ｅ
、Ｓ・・・マイクロウェーブ信号、Δ・・・軸。
Claims (6)
- （１）各ブランチが各端部で接地してあり且つＤ．Ｃ．
信号によって制御される直列接続の第一可変キャパシタ
ンスダイオード及び第二可変キャパシタンスダイオード
を包含する同種の二つのブランチを備えた同調可能マイ
クロウェーブフィルタであって、平らな基板の第一面上
に設置してあり、各ブランチは更にその第二ダイオード
とその第一端部との間に直列に設置してあるマイクロス
トリップ伝送線を個々に包含し、マイクロウェーブ入力
及びマイクロウェーブ出力はそれぞれ第一及び第二ブラ
ンチの、対称なインピーダンス整合器を介して、マイク
ロストリップ伝送線と第二可変キャパシタンスダイオー
ドとの共通点に接続してあることを特徴とするフィルタ
。 - （２）基板の第二面は完全に金属処理してあつて、接地
点がめっきスルーホールの形態である接地面を構成する
特許請求の範囲第１項に記載のフィルタ。 - （３）各ブランチへのＤ．Ｃ．供給がＲＣフィルタを介
して提供される特許請求の範囲第１項に記載のフィルタ
。 - （４）前記Ｄ．Ｃ．供給が、長さ（２ｋ＋１）λ／４（
λは当該マイクロウェーブ信号の波長）のマイクロスト
リップ伝送線及びＲＣフィルタの抵抗を介して二つの可
変キャパシタンスダイオード間の共通点と、ＲＣフィル
タのキャパシタンスを介して第一可変キャパシタンスダ
イオードの接地端部とに接続してあって、長さ（２ｋ’
＋１）λ／４のマイクロストリップ伝送線が第二ブラン
チをＤ．Ｃ．電圧源に接続する特許請求の範囲第３項に
記１のフィルタ。 - （５）各インピーダンス整合器が、中央アームとそれに
平行な二つのアームを形成する二つのスタブとによって
構成してある特許請求の範囲第１項に記載のフィルタ。 - （６）高い精度をもって位置調整される得るように、基
板を通してあけた孔に可変キャパシタンスダイオードが
設置してある特許請求の範囲第１項から第５項のいずれ
か一項に記載のフィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8701718A FR2610765B1 (fr) | 1987-02-11 | 1987-02-11 | Filtre hyperfrequence accordable |
| FR8701718 | 1987-02-11 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01132201A true JPH01132201A (ja) | 1989-05-24 |
Family
ID=9347810
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8827386A Pending JPH01132201A (ja) | 1987-02-11 | 1988-02-08 | 同調可能マイクロウェーブフィルタ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4806890A (ja) |
| EP (1) | EP0281773B1 (ja) |
| JP (1) | JPH01132201A (ja) |
| DE (1) | DE3874916T2 (ja) |
| FR (1) | FR2610765B1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| PL446024A1 (pl) * | 2023-09-04 | 2025-03-10 | Politechnika Śląska | Układ dwuobwodowego, przestrajanego, planarnego, mikrofalowego filtru pasmowoprzepustowego sprzężonego pojemnościowo |
| PL446023A1 (pl) * | 2023-09-04 | 2025-03-10 | Politechnika Śląska | Układ dwuobwodowego, przestrajanego, planarnego mikrofalowego filtru pasmowoprzepustowego o regulowanej szerokości pasma |
| PL446022A1 (pl) * | 2023-09-04 | 2025-03-10 | Politechnika Śląska | Układ dwuobwodowego, przestrajanego, planarnego mikrofalowego filtru pasmowoprzepustowego |
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| JPH02152302A (ja) * | 1988-12-02 | 1990-06-12 | Fujitsu Ltd | ２倍波阻止回路 |
| FR2652211A1 (fr) * | 1989-09-15 | 1991-03-22 | Alcatel Transmission | Resonateur hyperfrequence actif et filtre actif utilisant ce resonateur. |
| FR2679702A1 (fr) * | 1991-07-23 | 1993-01-29 | Thomson Csf | Element semi-conducteur a capacite variable pour circuit integre en micro-ondes et circuit integre equipe d'au moins un tel element. |
| ES2403019B1 (es) * | 2011-10-07 | 2014-03-11 | Universidad Politécnica De Valencia | Filtro de microondas sintonizable en tecnología de montaje superficial basado en cavidades resonantes coaxiales integradas en substrato |
| CN104810596A (zh) * | 2015-04-29 | 2015-07-29 | 清华大学 | 多模谐振器及其双频带滤波器 |
| CN106848600B (zh) * | 2016-12-30 | 2019-10-11 | 广东通宇通讯股份有限公司 | 超宽带水平极化水平全向天线 |
| CN110247143B (zh) * | 2019-06-19 | 2023-12-19 | 南京信息工程大学 | 一种具有可切换和可调谐的微带带通滤波器 |
| CN114552152B (zh) * | 2022-04-06 | 2022-12-27 | 成都美数科技有限公司 | 一种多模超宽带滤波器及其设计方法 |
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| PL248903B1 (pl) * | 2023-09-04 | 2026-02-09 | Politechnika Slaska Im Wincent | Układ dwuobwodowego, przestrajanego, planarnego mikrofalowego filtru pasmowoprzepustowego |
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