JPH0114422B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は内燃機関の点火装置に関し、特に機関
のノツク状態に応じて点火時期を修正する制御装
置を備えた点火装置に関する。 内燃機関で発生するノツクは機関の点火時期と
密接な関係を持つており、機関の点火がピストン
の上死点より前、即ち進角位置で行なわれる程ノ
ツクは発生しやすく、そして機関の点火時期をノ
ツクが生じる点火時期よりわずかに遅角した位置
に設定すると機関のトルクを最大にできることが
知られている。例えば特開昭54−25334号公報や
特開昭52−87537号公報などに開示されている。 一般には機関の回転数や負荷に応じて設定され
る点火時期を基準点火時期とし、この基準点火時
期をノツクの発生する進角位置に設定しておいて
強制的にノツクを発生させ、そのノツクの状態に
応じて点火時期をノツク発生時の点火時期より上
死点に近い位置へ遅角させ、ノツクが発生しない
間はその遅角位置から進角位置へ点火時期を進角
させ、再度ノツクを発生させ、そのノツクに応じ
てふたたび点火時期を遅角し、かくして機関の点
火時期をノツクの発生するかしないかの境界点火
時期に制御している。 しかしながら、機関が高速で回転している状態
で、上述の様にノツクを発生させて点火時期を制
御しようとすると、機関の燃焼温度が異常に上昇
して、シリンダの摩耗が激しくなり機関の寿命が
短かくなる。 本発明の目的はかかる従来の点火装置の問題点
を解決して、機関の高速回転時における機関の異
常温度上昇を防止する点にある。 本発明の特徴は、機関の回転数が所定値以上に
上昇した時には、遅角位置からノツクの発生する
進角位置へ向けて点火時期を進角させる進角機能
を実質的に停止させる点にある。 本発明の他の特徴は、機関の回転数が所定値以
上に上昇した時には、機関の点火時期をノツク発
生境界点火時期から所定値だけ遅角させる点にあ
る。 本発明の他の特徴は、機関の回転数が所定値以
上に上昇した時には、機関の点火時期をノツク発
生境界点火時期より所定値だけ遅角させると共
に、点火時期をノツク発生領域に向けて進角させ
る手段による進角量よりこの遅角量の方を大きく
して、実質的に点火時期の進角を停止させる点に
ある。 以下図面に示す一実施例に基づき本発明を詳説
する。 第１図は本発明を用いた点火時期制御装置のブ
ロツク図、第２図はその具体的回路図で、第３図
ａ〜ｍ及び第５図Ａ〜Ｄは第２図及び第４図の主
要部の出力波形を示す図面である。 第１図示す如く、本実施例の点火装置は機関の
ノツクに応じた出力を発生するノツク検出部Ａ
と、ノツク検出部Ａの出力に応じて基準点火時期
より点火時期を遅角する為の点火時期制御部Ｂと
から成る。 第１図においてＡ１はノツクセンサで、機関の
振動を電気的信号に変換する。 機関の振動の中に含まれるノツクに関連した振
動は、７〜8KHzの特有の周波数を持つ。 Ａ２はノツクセンサＡ１からの出力信号のうち
７〜8KHzの振動周波数に対応した電気信号だけ
を通過させるバンドパスフイルタであり、その出
力電圧V₀₁の波形は第５図Ｂに示す如き波形にな
る。 第５図Ａは点火コイルの１次電流波形を示し、
t₀で示される点が１次電流遮断時点である。 バンドパスフイルタA₂の出力電圧波形V₀₁のう
ち、一次電流遮断時点t₀から時刻t_aまでに現われ
る波形は、センサA₁とバンドパスフイルタA₂と
を結ぶ電線に乗つた点火プラグの放電ノイズによ
るものである。 時刻t_aからt_bまでの波形は機関自体の有する振
動によるもので、バツクランドノイズと称する。 時刻t_bから _cまでの波形が機関のノツクに関連
した信号波形で、時刻t_cから次の１次電流遮断時
点までの波形は、前述のバツクグランドノイズと
同じものである。 バンドパスフイルタA₂は具体的には第２図に
示す如く、抵抗１〜９及び１１、コンデンサ９０
〜９２、オペアンプ１９１，１９２から構成され
る。 このバンドパスフイルタは一般に知られている
２段のアクテイブフイルタであるが、片接地で使
用できる様にする為、オペアンプ１９１，１９２
の基準端子（実施例では正端子）電圧を抵抗３，
６および抵抗５，７により動作電圧の中点付近
（約3V）に固定している。 バンドパスフイルタの中心周波数をf₀Hz、中点
周波数でのゲインをH₀、中心周波数の上下の遮
断周波数α₁、α₂に対する中心周波数の比率
f₀／α₁−α₂をＱとすると、抵抗１，２，４，８，９ および１１（各々の値をR₁、R₂、R₄、R₈、R₉、
R₁₁とする）、コンデンサ９１，９２（各々の値
をC₉₁、C₉₂とする）はそれぞれ次式で与えられ
る。 C_r＝C₂（値は自由） ……(1) R₉＝Ｋ・R₁ ……(3) ここでω₀＝2πf₀

【式】である。 本実施例では、実験結果よりH₀＝10、Ｑ＝20、
δ₀＝7kHzが最もノツク信号を弁別し易い事が分つ
たため、上式を用いて抵抗値を選定した。 A₃は増幅器で、バンドパスフイルタを通過し
た信号を約15倍に増幅する。 増幅器A₃は具体的には、オペアンプ１９３、
トランジスタ１３１、ダイオード１０１，１０
２、抵抗１０，１２，１３，１４，１６，１７
（各抵抗値をR₁₀、R₁₂、R₁₃、R₁₄、R₁₆、R₁₇とす
る。）から構成される。 A₄はバツクグランドノイズをサンプルするサ
ンプルホールド回路で、A₅は増幅器の出力を演
算する減衰器である。A₆は減衰器を通過して来
たノツク信号とサンプルホールド回路からのサン
プル信号と比較する比較器である。 サンプルホールド回路A₄、増幅器A₅、比較器
A₆は第４図に示す如く構成されている。 即ち、抵抗R₁₀，R₁₂ダイオード１０１、トラ
ンジスタ１５１による構成回路は、オペアンプ１
９３の直流動作レベルV_B、V′_Bを決定するための
回路であり、ダイオード１０２、抵抗１６，１７
による構成回路は、オペアンプ１９３の出力値を
抵抗分割により割り算する減衰器である。 第４図においてオペアンプ１９３の出力ｄ点の
電圧をV_p1、抵抗分割したｅ点の電圧をV_p1′、ｃ
点の電圧をV_Cとすると、c′点の電圧V_Cとなり、
V_p1およびV_p1′の値は次式で表わされる。 V_p1＝R₁＋R₂＋R₃／R₃・V_i−R₁＋R₂／R₃・V_c＋V_f ……(6) V_p1′＝R₂＋R₃／R₃・V_i−R₂／R₃・V_c ……(7) またオペアンプ１９２の基準端子ｇ点の電圧を
V_gとすると、V_p1、V_p1′の直流動作レベルV_B、
V_B′は次のようになる。 V_B＝R₁＋R₂＋R₃／R₃・V_g−R₁＋R₂／R₃・V_c＋V_f ……(8) V_B′＝R₂＋R₃／R₃・V_g−R₂／R₃・V_c ……(9) 増巾された振動波形V_p1はトランジスタ１５
２、ダイオード１０３、および抵抗１８，１９，
２０（＝R₁₉、R₂₀）により構成されるサンプル
ホールド回路に入力される。 PNPトランジスタ１５２のベースは、後述す
るサンプリング時間発生器からのタイミングによ
り抵抗R₁₉を介してトランジスタ１６２によつて
引かれトランジスタ１５２はONする。その間振
動波形V_p1はトランジスタ１５２、ダイオード１
０３を通してコンデンサ９３に充電されるが、ダ
イオード１０３の整流作用により、サンプリング
時間中のV_p1の最高電圧がコンデンサ９３には保
持される。 ここでコンデンサ９３の端子電圧V_Sは、ダイ
オード１０３の電圧降下分V_fをV_p1から差し引い
た値となり、(6)式のV_fの項が消去されて、V_Sは
ダイオードの電圧降下の温度特性の影響を受けな
い値となる。 コンデンサ９３の端子電圧V_sは、次の飛火時
まで保持されるが、飛火した瞬間後述のマスク時
間発生器の一部トランジスタ１６１がONするた
め抵抗２０を介して放電される。次にトランジス
タ１６１がOFFすると同時に、前記トランジス
タ１６２がONしてコンデンサ９３にはまた新た
なV_p1の最高電圧V_sがサンプリングされて保持さ
れる。 以上、増巾器出力から、サンプリングまでの動
作を第５図に示す。 実験の結果、火花ノイズの出ているt_a点までの
時間は最高で約1.8msecでありこの間をコンデン
サ９３のサンプル電圧V_sの放電時間としその後
t_a′までの間をサンプリング時間とするのが適切
である。サンプリング時間は、本実施例では約
0.7msecとつて、V_p1のバツクグランドノイズの
最高値をサンプルしている。 ひき続き、第４図、第５図によつて、比較器コ
ンパレータ１９４の動作を説明する。 コンパレータ１９４の端子には、前記サンプ
ル電圧V_sが、端子には、V_p1の減衰電圧V_p1′が
接続されており、V_sとV_p1′が比較されて、V_p1′
にノツク信号がのつていれば、サンプル電圧V_s
よりもV_p1′が高電圧になつて、コンパレータ１
９４の出力電圧V_p2は、Highとなる。この出力状
態を第５図ｃおよびＤに示す。 Ｄにおいて時間軸上ｔ０−t_a′の間にもV_p2は
Highレベルになつているが、この処理について
は後述する。 増巾器の出力電圧V_p1を、減衰器によつて
V_p1′に下げた理由は、信号波形に何らかの理由
でノイズがのつたときのノツク信号との誤認を避
けるためのノイズマージンであり、これは式(6)〜
(9)で明らかなように、抵抗１７の値を変化させる
ことにより適宜に設定できる。 Ａ７はノツク量を電圧に変換する回路である。
具体的には第２図に示す如くトランジスタ１５
５、ダイオード１０４，１０５，１０６、抵抗２
３，２６（＝R₂₃、R₂₆）、コンデンサ９４（Ｃ＝
₉₄）によつて構成される。ダイオード１０６は
3V前後のツエナダイオードであり、PNPトラン
ジスタ１５５のベースと電源V_cc間の電圧を定め
ている。一方、PNPトランジスタ１５５のエミ
ツタとV_cc間には抵抗が接続されている。いまダ
イオード１０６のツエナ電圧をV_Z106、トランジ
スタ１５５のＢ−Ｅ間電圧をV_B-E155とすると、
コレクタ電流I_C155は I_C155≒V_Z106−V_B-E155／R₂₃ ……(10) となり定電流である。 この定電流は、前記比較器１９４の出力が
Highのときはダイオード１０５を介してコンデ
ンサC₉₄に充電され、出力がLowのときはダイオ
ード１０４を介して比較器の出力トランジスタに
引き込まれる。本方式だと、トランジスタ１５５
のリーク電流によるコンデンサ９４への自然充電
の悪影響が防げる。 従つてコンデンサ９４の端子電圧V_C194は第６
図で示す様に比較器１９４出力の矩形波巾をthと
すると V_C194＝I_C155・th／C₉₄ ……(11) となりHigh出力のときだけ直線的に充電される。 ここで、第５図Ｃ，Ｄおよび第３図ｊ，ｋ，ｌ
で示すように、ノツク量の大のときは、信号の出
ている時間が長いため、換言すれば比較器１９４
の矩形波の本数が多くなるため１ノツク当りの充
電量が大きくなる。 従つて、コンデンサ９４の充電量に比例して基
準点火時期信号からの遅延角度を制御するような
方式にすれば、その時のノツクの大きさによつ
て、最適な、遅延角度を設定することが可能であ
る。 Ａ８は遅延信号発生器で、以下具体的に説明す
る。本実施例で用いている遅延信号発生器は、ノ
ツク量→電圧変換器の電圧、即ちコンデンサ９４
の端子電圧を、トランジスタ１７３、抵抗８０，
５１によつて構成されるボルテージフオロワ回路
によつて受けとり、概変換器の電圧に正比例した
遅延信号を発生するものである。遅延信号は、点
火制御回路からの基準点火時期信号（具体的に
は、トランジスタ１７３のON信号）を基準とし
た角度信号であり、上記変換器の電圧が一定なら
ば、常に一定角度基準点火時期より遅延した点火
時期信号を発生する。 第２図コンデンサ９７では遅延信号発生器中の
双安定マルチバイブレータにより充放電がくり返
されて三角波が発生している。充電から放電への
切り替わり時点は、基準点火時期と一致しており
放電時間が即ち基準点火時期からの遅れ時間とな
る。放電から充電への切り替わり点は、コンデン
サ９７の端子電圧が基準電圧（本実施例では、約
1.5V）に達した時点である。 いま充電電流をi₁、放電電流をi₂とすると放電
時間Tdは Td＝Ｔ・i₂／i₁ ……(12) で表わされる。式(12)中Ｔは、基準点火時期信号か
ら次の基準点火時期信号までの時間を表わしてい
る。従つて(12)式を角度Adに変換すると次式にな
る。 Ad＝Td／Ｔ×120゜＝i₂／i₁×120゜……（13） 120゜……６気筒の場合の基準信号間のクランク
角度 式(12)、（13）より明らかなように、遅延角度は
i₂に正比例する。この充電電流i₂が、前記ボルテ
ージフオロワのトランジスタ１７３のエミツタに
接続された抵抗５１によつて決まるため、コンデ
ンサ９４の端子電圧と、遅延角度とが正比例する
のである。 A₉は最高電圧制限回路で、コンデンサ９４の
充電電圧の最大値を制限することによつて遅延角
度の最大値を設定できる様にする。具体的には第
２図に示す如くダイオード１０７，１０８、抵抗
２７によつて構成されている。 ツエナーダイオード１０８のリーク電流によつ
て、ダイオード１０７を通して、コンデンサ９４
の充電電圧が自然放電してしまうのを防ぐため
に、抵抗２７によつてツエナーダイオード１０８
を常にバイアスして、定電圧に保つている。これ
によつて、コンデンサ９４の最高電圧がクランプ
されるため、その充電電圧によつて、遅延角度を
設定する方式においては、最高遅延角度を回路上
で設定することが可能である。 A₁₀はノイズマスク時間発生器、A₁₁はサンプ
リング時間発生器であり、ワンシヨツト回路によ
つて構成されている。その動作を第３図のタイミ
ングチヤート、および第２図によつて説明する。 点火コイル２０１の一次電流の遮断により、パ
ワートランジスタ１７２のコレクタには、第３図
ｂで示すような誘導電圧を発生する。遮断の直後
に発生するパルス状の電圧は、点火コイルのリー
ケージインダクタンスによるもので巾10〜
20μsec、高さ300V前後のものである。実施例で
はこれをワンシヨツト回路のトリガパルスとする
ために、パワートランジスタ１７２のコレクタと
アース間に抵抗７４，７５を直列に挿入し、その
中点から抵抗分割により、コレクタ電圧の約1/5
〜1/8に降下した電圧をツエナダイオード１３１
を介してトランジスタ１５８のベースに印加して
いる。ツエナーダイオード１３１は、前記誘導電
圧の尖頭波だけをとり出すためのもので、実施例
では27Vのものを使用している。トランジスタ１
５８のベースに接続されたダイオード１１３は、
トランジスタ１５８のＥ−Ｂ間逆耐圧補償のため
と、スイツチング動作を確実にするためのもので
ある。パワートランジスタ１７２の尖頭電圧によ
つてトリガされた、トランジスタ１５８は、第３
図ｃの如くONし、それと同時に今まで（安定状
態で）ONしていたトランジスタ１５９，１６０
はOFFする。このOFFはコンデンサ９５に蓄わ
えられていた電荷が、逆充電され、トランジスタ
１５９，１６０の各ベースの点、（第２図ｂ，ｃ
点）がV_B-Eのしきい値に達するまで持続する。
ここで本実施例では、１つのコンデンサにより、
２種類の時間を得るため、コンデンサ９５の逆充
電径路となる抵抗を３４と３５の直列接続とし
て、その分割点から抵抗９７を介してトランジス
タ１６０のベースへ、また抵抗３４とコンデンサ
９５との接続点から、トランジスタ１５９のベー
スへ各々接続している。そのため、トランジスタ
１６０のベース電位がV_BEのしきい値に達する時
間は、トランジスタ１５９のそれよりも短い。ト
ランジスタ１５９のOFF時間は抵抗３４，３５
の合計値とコンデンサ９５の時定数によつて決ま
り、トランジスタ１６０のOFF時間は、トラン
ジスタ１５９のOFF時間と、抵抗３４と３５と
の分割比によつて決まる。 トランジスタ１５８の動作は、そのベースが抵
抗を介してトランジスタ１５９のコレクタに接続
されているため、トランジスタ１５９の動作と正
反応になつている。 一方短い方の時間を作つているトランジスタ１
６０のコレクタにはトランジスタ１６１のベース
が接続されており、トランジスタ１６１はトラン
ジスタ１６０の位相反転波形を出力している。 トランジスタ１６２のベースへは、上記トラン
ジスタ１６１のコレクタ電圧とトランジスタ１５
９のコレクタ電圧とが、抵抗３９、ダイオード１
１４，１１５を介してANDの関係で印加されて
おり、トランジスタ１０１がOFFしてからトラ
ンジスタ１５９がONするまでの間だけトランジ
スタ１６２はONする。 以上、トランジスタ１５８〜１６２の動作を飛
火時から順を追つて述べたが、それらの動作を図
示したのが、第３図ａ〜ｇの波形である。 前述のサンプルホールド回路において、トラン
ジスタ１５２のベースへは抵抗１９、ダイオード
１１６を介してトランジスタ１６２のコレクタ
が、コンデンサ９３へは抵抗２０を介してトラン
ジスタ１６１のコレクタが接続されており、トラ
ンジスタ１６１のONにより、増巾器の出力にノ
イズが出ている間に、コンデンサ９３に保持され
ていた前回のノイズレベルのデータを放出し、ト
ランジスタ１６２のONにより新しいノイズレベ
ルのデータをサンプリングする動作は前述の通り
で、この部分がサンプリング時間発生器の機能を
もつ。 また、比較器の動作の説明中後述することにし
た、第５図時間軸上のｔ０−t_a′点間において、
Highレベルになつている、コンパレータ１９４
の出力電圧V_p2の処理は、第２図においてノツク
量→電圧変換回路を構成しているトランジスタ１
５５のコレクタにダイオード１２０を介してトラ
ンジスタ１５８のコレクタを接続することによつ
て行なつている。 これによつて第３図タイミングチヤートｃ，ｈ
の波形図で明らかな如く、増巾器出力に火花ノイ
ズの出ている時間は、トランジスタ１５５のコレ
クタ電流がダイオード１２０を介してトランジス
タ１５８に引き込まれるため、コンデンサ９４に
電荷が蓄わえられることはない。即ちトランジス
タ１５８は、ノイズマスク時間発生器の機能をも
つている。 ここでトランジスタ１５８のコレクタと抵抗３
３との間に挿入されているダイオード１１２は、
トランジスタ１５９、および１６０のベース−エ
ミツタ間電圧V_BFのしきい値の温度補償のための
もので、これにより、サンプリング時間、ノイズ
マスク時温の温度変化を少なくしている。 A₁₂は電圧減少回路でトランジスタ１５６，１
５７、ダイオード１０９，１１０，１１１、抵抗
２８，２９，３２で構成されており、ノツク信号
の発生によつて遅延している点火時期を基準の位
置へ戻すためにコンデンサ９４の電圧を減少させ
る回路である。トランジスタ１５６とダイオード
１０９は１チツプ内で隣接しているIC化された
２つのトランジスタを用いた定電流回路であり、
その電流値は電源に接続されている抵抗２８によ
つて定まる。トランジスタ１５７のコレクタは前
記トランジスタ１５６のベースに、ベースはダイ
オード１１０，１１１を介して前述のサンプリン
グ時間発生器を構成しているトランジスタ１６１
のコレクタに各々接続しており、トランジスタ１
６１がONしている間だけ、トランジスタ１５７
がOFFし、トランジスタ１５６は定電流でその
コレクタの接続先、コンデンサ９４の電荷を引き
抜く。 前述のようにトランジスタ１６１は、各点火毎
に毎回かつ一定時間ONするため、コンデンサ９
４の端子電圧は、その都度一定電圧下がる。従つ
て本方式によれば、ノツク信号によつて遅延した
点火時期は、点火毎に毎回一定角度だけ基準点火
時期に近づく。この方式は、コンデンサ９４を抵
抗を使つて自然放電させるのに比較して、機関の
運転速度に応じた、点火時期制御を行なえる特長
を持つている。つまり、自然放電の場合は基準点
火時期へ戻る時間が一定なのに対して、本方式で
は、エンジン回転数に比例して戻る時間が変化す
るため、良好な制御特性を得ることが可能であ
る。 A₁₂は最低電圧制限回路で、コンデンサ９４の
最低電圧を制限する回路である。 最低電圧制限回路は具体的にはトランジスタ１
５３、ダイオード１３２、抵抗２１，２４，２５
で構成されている。 抵抗２１，２４，２５（＝R₂₁、R₂₄、R₂₅）が
電源からアースに向けて直列に接続されており抵
抗２１，２４の間には、ダイオード１３２が挿入
されている。トランジスタ１５３のベースはダイ
オード１３２と抵抗２１との接続点に接続されて
いるため、ダイオード１３２の電圧降下V_fとト
ランジスタ１５３のベース−エミツタ間電圧V_BE
が消去された形でエミツタがコンデンサ９４に接
続されている。従つてトランジスタ１５３はボル
テージフオロワ回路を形成しているためコンデン
サ９３の端子電圧が、ダイオード１３２と抵抗２
４との接続点ｆ点の電圧より上の場合は、その端
子電圧に何らの影響を与えないが、端子電圧がｆ
点電圧より下がろうとすると、電源から抵抗２２
を介してトランジスタ１５３が電流を流し込むた
め、コンデンサ９３の端子電圧の最低値は、常に
ｆ点の電位にクランプされる。 機関の通常運転時トランジスタ１６５は常に
ONしているため、ｆ点の電位はツエナーダイオ
ード１１２のツエナー電圧V_Z112を抵抗２１，２
４で分割した電位になつており本実施例では
1.1V前後に設定している。ｆ点の電圧Ｖ−ｆは
次式で表わされる。 Ｖ−ｆ＝（V_Z112−V_f）・R₂₄／R₂₄＋R₂₄ ……（14） 最低電圧制限回路の必要な理由は前述の遅延信
号発生器の充電電流が、小さくなりすぎて遅延角
度の精度が悪くなるのを防ぐためであり、本実施
例では最小で5μA以上に設定している。 A₁₄は回転数検出回路で、後述の高速運転時電
圧制御回路の動作を制御する。 回転数検出回路は具体的には第２図に示す如
く、抵抗４０〜５０および６０，７８、コンパレ
ータ１９５、トランジスタ１６３，１６４、ダイ
オード１１７〜１２２および１２２，１２４，１
３３、コンデンサ９６によつて構成される。 コンデンサ９６は、抵抗４０、ダイオード１１
７によつてトランジスタ１６２のコレクタに接続
されており、第７図ｆ，ｇのように該トランジス
タがONのときはコンデンサの電荷が放電され、
OFFのときは抵抗４１（＝R₄₁）とコンデンサ９
６（＝C₉₆）との時定数によつて充電される。こ
の充電電圧が抵抗４２と４３（＝R₄₂、R₄₃）に
よつてツエナーダイオード１２５の定電圧源
V_Z125を分割した基準電圧V_x以上になるとコンパ
レータ１９５の出力はHighとなる。この基準電
圧V_xを検出回転数に対応した周期中にコンデン
サ９６に充電される電圧と等しく設定しておけ
ば、検出回転数以上の機関回転では１周期中に必
ずHigh信号がコンパレータ１９５の出力に表わ
れ、それ以上の回転では、常にLow信号だけと
なる。 トランジスタ１６３，１６４、抵抗４５〜４
９、ダイオード１２１によつて構成されている部
分は、よく知られた双安定回路であるが、トラン
ジスタ１６４をONさせる信号をセツト、OFFさ
せる信号をリセツト信号とすると、セツト信号は
ダイオード１１９によつてトランジスタ１６３の
ベースに直接接続されたトランジスタ１６１の
ON信号で、リセツト信号は、前記コンパレータ
１９５の出力とダイオード１３４によつて接続さ
れたトランジスタ１５９のOFF信号とのAND信
号である。 これを第７図タイムチヤートを用いて説明すれ
ば、他の条件にかかわらず、トランジスタ１６１
がONしているときは、トランジスタ１６３のベ
ース電流は、ダイオード１１９を介して、トラン
ジスタ１６１に引き込まれてトランジスタ１６３
はOFF、トランジスタ１６４はONする。ここ
で、ダイオード１１９の電圧降下Vf₁₁₉がトラン
ジスタ１６３のベース電位しきい値より高くなつ
て、OFFさせられない影響は、トランジスタ１
６３，１６４の両エミツタ接続点とアース間に挿
入されたダイオード１２１によつて除去されてい
る。このダイオード１２１はまた前記両トランジ
スタのON、OFF切り換わりでのシユミツト効果
も兼ね備えている。 一方、リセツト信号は、コンパレータ１９５と
トランジスタ１５９のHigh信号のANDであるか
ら、セツト信号が出た時点で同時に出ているが、
セツト信号が優先するため回路動作上の効果はな
い。セツト信号がなくなる時点、即ちトランジス
タ１６１がONからOFFに切り替わる時点で、ト
ランジスタ１６１がOFFからONに切り替わり前
述の如くコンデンサ９６が放電され、コンパレー
タ出力もLowに切り替わる。従つてセツト信号
がなくなるのとほとんど同時にセツト信号もなく
なるのであるが、この時点でのセツト時間はトラ
ンジスタ１６２の１６１に対する動作遅れ、およ
びコンデンサ９６の電荷を引き抜く、抵抗１１７
による時定数によつて保証される。つまり、トラ
ンジスタ１６１がONしている間、トランジスタ
１６３のベース電流は、ダイオード１１９を通し
てトランジスタ１６１に引かれておりトランジス
タ１６３はON、トランジスタ１６４はOFFして
いる。次にトランジスタ１６０がOFFした時点
ではコンパレータの出力がまだHighであると同
時にトランジスタ１５９がOFFしているためト
ランジスタ１６３にベース電流が流れ込み、トラ
ンジスタ１６３はON、１６４はOFFとなる。１
６４がOFFすると、このコレクタからトランジ
スタ１６３のベースに接続された抵抗４７によつ
てベース電流が供給され続けるため、次のセツト
信号がくるまでこの状態は維持される。 双安定回路がリセツトされている時、トランジ
スタ１６４はOFF状態である。このとき該トラ
ンジスタのコレクタに接続されている抵抗４４，
４７，４９，５０のうち電源に接続されている抵
抗４９のみを他の抵抗に比べて小さくしておけ
ば、該コレクタ電圧は、充分高くし得る。この電
圧を、抵抗４２と４３との抵抗分割で設定され
た、回転検出のためのコンパレータ１９５の基準
電圧（負端子）よりも高くしておけばダイオード
１１８によつて、基準電圧側への影響はなくな
る。 一方、双安定回路がセツトされている時は、ト
ランジスタ１６４がONしているため、ダイオー
ド１１８、抵抗４４を通して基準電圧側から電流
が流れ抵抗４３と４４が並列接続されて、基準電
圧値が下がる。 従つて、基準電圧は低速回転では第７図ｅの実
線で示されるような波形となりコンパレータにシ
ユミツト効果をもたせている。 次に、高速回転になり前述のようにコンパレー
タ出力が常にLowレベルになると、リセツト信
号が出なくなりトランジスタ１６３は常にOFF
トランジスタ１６４は常にONとなる。 以上の理由により、トランジスタ１６４は低速
回転時は第７図ｉの実線で示すように、トランジ
スタ１１４と同様の動きとなり、高速回転時は同
図、破線で示すように常にONとなる。 A₁₄は高速運転電圧制御回路で、本発明の特徴
部分であり、回転数検出回路の出力に応じてON
するトランジスタ１６５によりコンデンサ９４の
電圧を約3Vに固定し、最大遅角量を得る機能を
有する。 高速運転ではトランジスタ１６５の動きが第７
図ｊの破線およびハツチングで示されるような形
になり、トランジスタ１６５のOFF時点でｆ点
の電圧Ｖ−ｆは次式のようになる。 Ｖ−ｆ＝V_Z112−V_f）・（R₂₄＋R₂₅）／R₂₁＋R₂₄＋R₂₅
……（15） 式（15）で示される電圧Ｖ−ｆは、式（14）で
示されるそれよりR₂₅の分だけ高くなつており、
実施例では約3Vに設定している。 この時、コンデンサ９４の端子電圧が3V以下
で動作している場合トランジスタ１５３により、
その端子電圧は一気にＶ−ｆと同じ3Vに引き上
げられる。コンデンサ９４の端子電圧が3V以上
で動作している場合は、第７図ｊの破線で示され
るようにトランジスタ１６４が常に高速でONし
ているためコンデンサ９４への充電電流は、ダイ
オード１２２を通してトランジスタ１６４へ常に
引き込まれて充電が停止しており、前述の電圧減
少回路のトランジスタ１５６により徐々に放電さ
れて3Vに落ちつく。 ここで、高速時のトランジスタ１６５の動きは
ON、OFFが点火の一周期の間で各１回ずつあ
り、ｆ点の電圧は、式（14）および（15）で表わ
される約1Vのときと約3Vときが交互に表わされ
るが、前述のように一周期の間にトランジスタ１
５６によつて下げられる、コンデンサ９４の電圧
は、角度に変換して0.1度前後の値であるため、
その端子電圧は高い方の3Vの電位でクランプさ
れる。 従つて高速時（実施例では4000rpm以上）は、
回転数や負荷によつて決まる基準点火時期より常
に一定角度（実施例では10度）遅れた時期で点火
されるため、常にノツクゾーンよりやや遅角した
時点即ち、境界点火時期よりやや遅角した時点で
点火がなされる。 また、前述した如く、トランジスタ１６４は高
速では常にON状態となるので、トランジスタ１
５５のコレクタはダイオード１２２を介して接地
され、ノツク信号が比較器１９４に表われてもコ
ンデンサ９４は充電されず、コンデンサ９４の電
圧は上述の3Vに制御される。 更に実施例ではコンデンサ９４の最低電圧を、
高速運転、低速運転に対応して切り替えているト
ランジスタ１６５のベース電流は、トランジスタ
１６０のコレクタに接続された抵抗７７、トラン
ジスタ１６４のコレクタにダイオード１２４を介
して接続された抵抗１２４、回転検出器のコンパ
レータ１９５の出力に接続された抵抗７８、およ
び点火制御回路中のトランジスタ１６７のコレク
タに接続された抵抗６２の４つの抵抗によつて供
給される。 トランジスタ１６０の動作は、第７図で示すよ
うに、トランジスタ１６１と位相が正反対であ
り、従つて、低速回転時はトランジスタ１６４と
も位相が正反対である。そのため、トランジスタ
１６０がONしている時はトランジスタ１６４が
抵抗５６を通して、トランジスタ１６４がONし
ている時はトランジスタ１６０が抵抗７７を通し
てトランジスタ１６５のベース電流を供給するの
で該トランジスタは低速回転時除にONしてい
る。一方高速回転時はトランジスタ１６４が常に
ON状態となるためトランジスタ１６５がONす
るのは、トランジスタ１６０がOFFしている時
だけとなる。 イグニシヨンキー２０４をONした瞬間トラン
ジスタ１６０はONし、またコンデンサ９６には
抵抗４１を通して電荷が充電され始める。コンデ
ンサ９６の端子電圧がコンパレータ１９５の基準
電圧に達するまでの時間tdの間は該コンパレータ
の出力はLowレベルであるため、この間トラン
ジスタ１６４はON状態である。従つてトランジ
スタ１６５のベース電流は、トランジスタ１６
０，１６４のどちらのコレクタからも供給され
ず、時間tdの間はトランジスタ１６５はOFFし
てしまうため、コンデンサの電圧は、高速時に遅
延させる時の電圧まで上がり、始動時に正規の点
火時期より遅延した時点で点火する現象が生ず
る。機関の始動性は、その点火時期が正規の時点
より遅延している状態の方が良い場合と、そうで
ない場合があり、前者に対しては、このままの方
が良好であるが、後者に対しては、これを対策す
る必要がある。この対策として付加されたのが抵
抗６０と７８である。 即ち抵抗６０は、イグニシヨンキー２０４を
ONした瞬間にHigh信号が出て、且つ高速時に
は、トランジスタ１６５がON、OFF動作するの
を防げない点、本実施例では点火時期制御回路中
のトランジスタ１６７のコレクタに接続されて、
イグニシヨンキーのONと同時に、トランジスタ
１６５をONさせている。 また、低速回転時にもトランジスタ１６４が
ONしている時間があるが、この時間は、ノイズ
マスク時間内のため、ノツク量を電圧に変換する
動作に何らの悪影響もない。 しかし、始動のためにスタータを回すとピツク
アツプコイル２０７に電圧が発生し、今までON
していたトランジスタ１６６がOFFするため次
段のトランジスタ１６７がONして、トランジス
タ１６５のベース電流が供給されないでOFFす
る時間が発生する。この時間を補つているのが、
コンパレータ１９５の出力に接続された抵抗７８
である。 つまりイグニシヨンキー２０４をONした瞬間
から、コンデンサ９６が充電されるまではトラン
ジスタ１６７からの電流でトランジスタ１６５を
ONさせ、コンデンサが充電されてコンパレータ
１９５の出力がHighになつてからは、コンパレ
ータ１９５の出力からの電流でトランジスタ１６
５を始動時常にONさせている。 これによつて点火時期が、始動時に正規の時期
より遅延するのを防ぐことも可能である。 始動時に遅延させるかさせないかは機関の要求
に応じ、任意に選択できる。 B₁は基準点火位置信号発生器、B₂は点火制御
回路、B₃は増幅器、B₄は点火コイルで、これを
具体的に第２図に基づき説明する。 ピツクアツプコイル２０３には、機関の回転に
同期して第３図ｍで示されるような正負の交流波
形が現われる。トランジスタ１６６は抵抗８２に
より通常はバイアスされていてONしているが、
ピツクアツプコイル２０３の発生電圧により第２
図ｙ点が負になるとOFFするため今までOFFし
ていたトランジスタ１６７がONし、以下同様に
トランジスタ１７３がOFF、１６８がON、１６
９および１７０がOFFして、パワートランジス
タ１７２がONし２点火コイル２０１の一次電流
が流れる。次にｙ点が比較的急峻に負から正に変
わると、トランジスタ１６６がONし、以下１６
７がOFF、１７３がONする。このトランジスタ
１７３のON信号が、遅延信号発生器へ基準点火
時期信号として送られる。トランジスタ１７３の
ONによりトランジスタ１６８はOFFするか、遅
延信号発生器からの遅延信号がLowレベルでト
ランジスタ１６９のベースに送られてくるため、
１６９のONは遅延信号分だけ、基準位置信号よ
り遅れる。以下この遅れは、トランジスタ１７０
のON、パワートランジスタ１７２のOFFと続
き、点火コイル２０１の一次電流２０１の遮断が
遅延信号の分遅れる。つまり点火時期が遅延され
る。トランジスタ１７１は、一次電流の最大値を
制限するためのものである。 以上説明した様に、本発明によれば機関の回転
数が所定回転数以上になつた時、即ち機関の高速
回転時にノツクが発生することがなく、機関の燃
焼温度が必要以上に上昇するのを防止でき、機関
の寿命を長くできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の説明するブロツク
図、第２図は本発明の実施例の回路図、第３図ａ
〜ｍはタイミングチヤート図、第４図はサンプル
ホールド回路、比較器の詳細説明図、第５図Ａ〜
Ｄは同回路の動作説明図、第６図D′，Ｅはノツ
ク量→電圧変換回路の動作説明図、第７図ａ〜ｋ
は回転検出部のタイミングチヤート、第８図ａ，
ｂは本発明になる実施例の特性を原理的に示した
図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 機関の振動を検出して電気信号に変換する第
   １の手段、第１の手段の出力から機関のノツクに
   付随する電気信号を弁別する第２の手段、第２の
   手段の出力に応じてノツクに関連した信号を形成
   する第３の手段、第３の手段の出力に応じて遅角
   量を決定する第４の手段及び点火時期を進角させ
   る第５の手段を備え、前記第４、第５の手段によ
   つて機関の点火時期をノツク発生境界点火時期に
   制御するものにおいて、機関の回転数が所定回転
   数以上になつたことを検出して出力を発生する第
   ６の手段、前記第６の手段の出力によつて作動し
   て前記機関の点火時期を前記ノツク発生境界点火
   時期より所定量遅角させる第７の手段を設け、且
   つ、前記第５の手段による進角量より前記第７の
   手段による遅角量の方を大きく設定したことを特
   徴とする内燃機関の点火時期制御装置。