JPH0114545B2

JPH0114545B2 -

Info

Publication number: JPH0114545B2
Application number: JP251480A
Authority: JP
Inventors: Aaru Ritoru Uiriamu
Original assignee: Eldec Corp
Current assignee: Eldec Corp
Priority date: 1979-01-12
Filing date: 1980-01-12
Publication date: 1989-03-13
Also published as: JPH0325969B2; JPS6386917A; CA1155195A; FR2446485A1; US4219740A; FR2446485B1; JPS5596466A; GB2040054A; GB2040054B

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、インダクタンス測定方法及びその装
置に関し、より具体的には、可変インダクタンス
を測定し得るインダクタンス測定装置に係わる。

近接スイツチ及びその利点は、既に公知であ
る。負荷に対する電流のスイツチングにおいては
多くの場合、スイツチ装置はその耐用寿命を縮め
その動作を不確実にするような環境条件に置かね
ばならない。悪条件下で作動せざるを得ない電気
的スイツチ装置の一例としては航空機工業に見ら
れる。航空機では、多くのスイツチ装置が極端な
高温、極端な低温、強い振動及び衝撃のほか化学
物質、腐食性流体及び有害な湿度条件に曝され
る。従来の機械的スイツチにあつては、航空機操
縦の際に遭遇するような極端な環境条件の下では
信頼出来ず、また、航空機での利用に際しては、
確実で信頼度の高い動作を提供する遠隔操作能力
を備えた電流制御及びスイツチ装置を設置しなけ
ればならない場合が多い。

このような情況において近接スイツチは、極端
は環境条件にも確実に耐え得ることが立証されて
いる。この近接スイツチの代表的なものとして
は、コイル及びコアを有するインダクタを含み、
遠隔の場所に配置されるセンサ・ユニツトと、ケ
ーブルを介して該センサ・ユニツトに接続されセ
ンサ・インダクタのインダクタンス変化に応答す
る電子スイツチ回路とを含むいわゆる２分割近接
感知装置（two−piece proximity sensing
system）から成る。公知のように、センサ・イ
ンダクタのインダクタンスは、センサ・インダク
タ及び目標物（例えば降着装置支柱または貨物用
ドアの一部）を含む磁路の磁気抵抗変化に従つて
変化する。電子スイツチ回路は、センサ・インダ
クタのインダクタンスを測定することにより、セ
ンサ・ユニツトへの目標物接近の表示を提供する
ものである。動作中に遭遇する極端な環境に耐え
得るようにセンサ・ユニツトを物理的に頑丈に構
成し、近接感知装置の比較的デリケートな電子ス
イツチ回路を該センサ・ユニツトの置かれた極端
な環境条件から隔離するということも公知であ
る。

上記のような配慮にも拘わらず、環境及びその
他の条件は、インダクタンス測定精度即ち近接感
知装置自体のスイツチングの信頼度に影響を及ぼ
す。なぜならば、センサ・ユニツトは、センサ・
インダクタのインダクタンスのほかに、インダク
タ・コイル及びケーブルの抵抗に対応する等価直
列抵抗と、ケーブルに起因する等価分路キヤパシ
タンスとを含む等価回路によつて特徴付けられて
いるからである。コアの材料を適当に選択すれ
ば、等価インダクタンスが比較的温度に影響され
ないようにセンサ・ユニツトを製造することがで
きる。しかしセンサ・ユニツトの等価直列抵抗及
び等価分路キヤパシタンスは、温度に依存し、従
つてインダクタンス測定値も温度と共に変化する
ことになる。

また、異なる近接感知装置の電子スイツチ回路
及びセンサ・ユニツトを互いに交換できること、
即ち、任意のセンサ・ユニツト及びこれを連携の
任意の長さのケーブルにどの電子スイツチ回路を
接続しても該電子スイツチ回路が作動し且つ校正
を維持できることが望ましい。このように交換可
能であるならば、センサ・インダクタと直列の抵
抗及びセンサ・インダクタと分路関係のキヤパシ
タンス、特に後者が広い範囲に亘つて変化する。
即ち、電子スイツチ回路を種々のセンサ・ユニツ
ト及びケーブルのアセンブリと接続するときに、
近接感知装置に特別な調整または再校正を施さな
くて済むことが望ましい。

２分割近接感知装置の温度依存性を軽減するた
め、この種の公知装置ではセンサ・ユニツトに温
度補償回路を組込むことが多い。２分割近接感知
装置用温度補償式センサ・ユニツトの一例は、米
国特許第3454869号に記載されている。この特許
には、１個の誘導性素子及び複数の抵抗性素子を
含むマクスウエル・ブリツジと、該ブリツジの誘
導性素子のインダクタンス変化に応答する同期検
知器とを含む近接感知装置が開示されている。誘
導性素子と抵抗性素子の１つが、センサ・ユニツ
トを構成する。センサ・ユニツト中の抵抗性素子
は、近接感知装置によつて測定されるインダクタ
ンスの温度依存性を軽減するようにある程度の温
度補償を与えるべく選定される。このようなセン
サ・ユニツトは、温度依存性がある程度軽減され
るけれども、この種の近接感知装置の精度及び信
頼性に影響を及ぼす要因がなおもいくつか残る。

まず、センサ・ユニツトに温度補償抵抗を組込
んでも、例えば航空機工業の如く多くの用途にお
いて遭遇する広範囲の温度変化に亘つて、セン
サ・ユニツトの等価直列抵抗から温度依存性を有
効に消去することはできない。また、温度補償抵
抗は、多くの場合比較的細いワイヤーを利用した
巻線方式を採用していることから、センサ・ユニ
ツトの信頼性に影響する弱点を持込むことにな
る。さらに、温度補償抵抗を使用するとセンサ・
ユニツトへのリード線が３本必要になり、従つ
て、遠隔のセンサ・ユニツトを近接感知装置の電
子スイツチ回路に接続するのに必要な配線量が増
大する。かかる事態は、配線のコスト、保守の能
率及び重量が重視される航空機工業のような分野
では重要な問題である。また、温度補償抵抗を組
込んだセンサ・ユニツトに対し３本のリード線が
必要となるということは、信頼性に影響する弱点
となる。また、センサ・ユニツトに温度補償抵抗
を組込むことがセンサ・ユニツトの等価分路キヤ
パシタンスの温度依存性の解消に何ら役立たな
い。

従つて本発明の一般的な目的は、近接感知装置
に組込みうる改良されたインダクタンス測定技術
を提供することにある。

本発明の他の目的は、温度変化や、センサ・イ
ンダクタを可変インダクタンス測定装置と接続す
るケーブルの長さ変化と共に変化する等価直列抵
抗及び等価分路キヤパシタンスの存在にも拘わら
ず、センサ・インダクタのインダクタンスの正確
な、温度に左右されない測定値を提供できる可変
インダクタンス測定方法及びその装置を提供する
ことにある。

本発明のもう１つの目的は、１本が共通または
接地リード線である２本だけのリード線を必要と
する１個のインダクタを唯一の構成回路素子とす
ることにより経済性、保守能率及び信頼性を高め
ると共に配線及び接続の条件を簡略化した遠隔セ
ンサ・ユニツトを利用し、該遠隔センサ・ユニツ
トを組込んだインダクタンス測定装置を提供する
ことにある。

本発明のさらに他の目的は、可変インダクタン
スを測定することができ、従来の装置よりも高い
精度及び信頼度を有し低いコストで目標物の接近
を表示できる可変インダクタンス測定方法及びそ
の装置を提供することにある。

そこでこれら諸点に鑑み本発明は、センサ・ユ
ニツトへの目標物の接近を周期的にモニターする
ため、遠隔センサ・ユニツトを含む可変インダク
タンス測定装置を開示している。センサ・ユニツ
トは、（目標物の接近に応じてインダクタンスが
変化する）１個のセンサ・インダクタだけから成
るが、温度依存性の等価直列抵抗及び等価分路キ
ヤパシタンスを含む等価回路によつて特徴づけら
れる。連続する装置周期に、センサ電流パルス発
生回路が、センサ・ユニツト及びセンサ・インダ
クタに時間的に変化する電流を供給する。セン
サ・ユニツトの両端の電圧が一定の基準電圧レベ
ルに達すると、センサ制御ループ回路が、セン
サ・ユニツトの両端の電圧を基準電圧レベルに維
持するように、該センサ・ユニツトを流れる電流
を制御する。センサ・ユニツトを流れる電流がゼ
ロを通過すると微分回路がセンサの電流の変化率
を測定し、センサ・インダクタのインダクタンス
を表わすインダクタンス・アナログ電圧を出力す
る。最後に、センサ・ユニツトへの目標物接近が
限界作動ギヤツプに対応することをセンサ・イン
ダクタのインダクタンスが指示すると、近接検知
及びスイツチング回路が、目標物近接表示を出力
する。

センサ制御ループ回路は、センサ・ユニツトの
両端の電圧に応答するコンパレータ及びトランジ
スタ帰還ループから成る。センサ・ユニツトの電
圧が所定の基準電圧に達すると、トランジスタ帰
還ループがセンサ・ユニツトの電流を捕捉し、セ
ンサ・ユニツトの電圧をこの基準電圧に維持する
のに充分なだけ電流を低下させる（その結果、セ
ンサ・インダクタのインダクタンス測定に対する
センサ・ユニツトの等価分路キヤパシタンスの影
響が除去される。

センサ・ユニツトの電圧は一定であるが、微分
回路は、センサ・ユニツトの電流に比例する電圧
を微分する。センサ・インダクタのインダクタン
ス（従つて、目標物の接近）に対応するインダク
タンス・アナログ電圧を得るため、センサ・ユニ
ツトの電流がゼロを通過する（その結果、インダ
クタンス測定に対するセンサ・ユニツトの等価直
列抵抗の影響が除去される）時点で、この比例電
圧の変化率が測定される。

センサ・インダクタのインダクタンスが、限界
作動ギヤツプ以下の、目標物とセンサ・ユニツト
との間の距離に対応すると、近接検知及びスイツ
チング回路は、量子化された目標物近接検知パル
スを発生する。一連の量子化された目標物近接検
知パルスは、シユミツト・トリガへ供給される時
間平均近接電圧を得るために積分される。シユミ
ツト・トリガの出力は、センサ・ユニツトへの目
標物の接近を表わす。

本発明を特徴付ける新規の構成要件は、特許請
求の範囲に記載してある。以下添付図面に示す好
ましい実施例に従つて、本発明の構成、動作態様
及び利点をさらに詳細に説明する。

図示の好ましい実施例では、新規なインダクタ
ンス測定装置は、電子スイツチ回路と、この電子
スイツチ回路から遠隔の場所に配置できる（セン
サ・ユニツトから成る）センサ・ユニツトとを含
む２分割近接感知装置に組込めるようにしてあ
る。

センサ・ユニツトは、公知の態様で頑丈に製造
することができる。センサ・ユニツトは、磁性コ
アに捲着したものでもよいコイルから成るセン
サ・インダクタを含む。コア材を適当に構成、選
択することにより、センサ・インダクタの等価イ
ンダクタンスの温度依存性を比較的小さくするこ
とができる。センサ・インダクタは、従来のよう
に、頑丈なセンサ・ユニツト筐体内に入れられ
る。このセンサ・ユニツトは遠隔の場所に配設さ
れ、１本の共通ワイヤを含む１対のワイヤから成
るケーブルを介して近接感知装置の電子スイツチ
回路に接続される。

好ましい実施例の近接感知装置において、可変
インダクタンス測定装置は、センサ・ユニツトへ
の目標物接近に応じたセンサ・インダクタのイン
ダクタンスを校正された形で表示する。当然のこ
とながら、センサ・インダクタのインダクタンス
が目標物の接近に応じて変化する態様は、目標物
を形成する材料に依存する。一般的には、磁性材
から成る目標物は、センサ・ユニツトに接近する
につれてセンサ・インダクタのインダクタンスを
増大させ、非磁性ではあるが導電性の金属材料か
ら成る目標物は、接近するに従つてセンサ・イン
ダクタのインダクタンスを減少させる。当業者な
らば容易に実施できることであるが、本発明のイ
ンダクタンス測定装置に僅かな変更を加えるだけ
で、近接感知装置は、どちらのタイプの目標物に
も適応させることができる。以下近接感知装置を
詳述するに際して、目標物が磁性材料から成り、
従つて、目標物がセンサ・ユニツトへ接近するに
つれてセンサ・ユニツトのセンサ・インダクタの
インダクタンスが増大するものと仮定する。

近接感知装置を詳述する前に、可変インダクタ
ンスの測定方法の概念を考察することが適当であ
る。第１図の機能ブロツク及び回路図では、セン
サ・ユニツトを一括して参照番号１０で示してあ
る。以上のように、好ましい実施例の２分割近接
感知装置のセンサ・ユニツト１０は、唯一の回路
素子センサ・インダクタから成る。しかし、セン
サ・ユニツト１０は、本質的に、センサ・インダ
クタの直流抵抗と配線による直列抵抗とに起因す
るある程度の直列抵抗成分を含むだけでなく、セ
ンサ・ユニツトを近接感知装置の電子スイツチ回
路に接続するケーブルの漂遊キヤパシタンスに起
因する。分路キヤパシタンスをも含む。即ち、セ
ンサ・インダクタ１０は、等価インダクタンス
L_S、直列抵抗R_L及び分路キヤパシタンスC_Lを含
むセンサ・インダクタから成る等価回路によつて
特徴づけられる。

センサ・ユニツト１０の等価回路に注目する
と、センサ・ユニツト１０に時間的に変化する電
流i_Sが流れる場合、回路分析から判るようにセン
サ・ユニツト１０の両端（即ち、回路点S′に現わ
れる時間的に変化する）電圧v_Sは、下記のように
表現することができる。

v_S＝L_Sdi_L／dt＋R_Li_L (1) 但し、 i_S＝i_L＋i_C (2) i_C＝C_Ldv_S／dt (3) なんらかの方法でセンサ電圧v_Sを一定（V_L）
となるように（即ちdv_S／dt＝０）制御すれば、
式(3)からi_C＝０となり、その結果、i_L＝i_Sとなる。
すると、センサ・ユニツト１０の両端の電圧（回
路点S′の電圧）を表わす式(1)は、次のように変化
することができる。

v_S＝V_L＝L_Sdi_S／dt＋R_L i_S (4) 但しV_Lは任意の定数である。

式(4)を書き替えると、センサ・インダクタのイ
ンダクタンスL_Sは、下記の式で与えられる。

L_S＝v_S−R_L i_S／dis／dt｜v_S＝V_L (5) センサ・ユニツト１０の電圧v_Sを一定（V_L）
となるように制御することで分路キヤパシタンス
C_Lの影響が除去されているから、式(5)には容量
性の項が現われない。センサ・ユニツト１０の電
流i_Sがゼロを通過する時点でdi_S／dtを得れば、温
度に依存する抵抗の項が除去され、下記式に従つ
てインダクタンスL_Sを知ることができる。

L_S＝V_L／di_S／dt｜i_S＝０ (6) 従つて、本発明に用いるインダクタンス測定法
は、(a)センサ・ユニツト１０に時間的に変化する
電流i_sを流し、(b)電圧v_sが任意の一定値V_Lに達し
たら該電圧v_Sがこの一定値V_Lに維持されるよう
にセンサ・ユニツト１０の電流i_Sを制御し、(c)電
流i_Sがゼロを通過する時点でこの電流i_Sの時間微
分値を得る、という諸段階から成る。この方法に
よれば、本発明のインダクタンス測定装置は、セ
ンサ・ユニツト１０への目標物接近を周期的に検
知するため、周期的にインダクタンスL_Sを校正し
た表示にする。即ち、特定の装置サイクルT_Sに
おいて、センサ充電周期T_C及びセンサ・データ
周期T_Dに亘つて、上記インダクタンスの測定を
実施する。

上記のインダクタンス測定装置を第１図及び第
２図に従つて説明する。第１図の回路には、説明
に必要な回路成分のみを示してある。従つて、図
示の回路構成は、公知の構成に比較して極めて簡
略である。尚、以下の説明は単一の装置周期T_S
に係わるが、連続する装置周期の場合でも可変イ
ンダクタンスを測定する方法は全く同じである。
センサ電流パルス発生回路２０′は、時点t₀にお
いて装置周期T_Sのセンサ充電周期T_Cを開始させ
るため、コンデンサＣ２′を電圧V_Iに充電し、該
コンデンサＣ２′の電圧をセンサ・ユニツト１０
の両端に切り換える。その結果センサ・ユニツト
１０に（波形Si′で示すような）減衰正弦波電流i_S
が流れ、式(1)で表わされる減衰正弦波電圧v_Sがセ
ンサ・ユニツト１０の両端間（回路点S′）に現わ
れる。コンデンサＣ２′は、図示のような極性を
有するから、波形Sv′から明らかなように、電圧
v_Sは−V_Iから始まり、増大してゼロを通過する。

以上の説明から明らかなように、本発明におい
て可変インダクタンスを測定する技術的思想の要
点は、センサ・ユニツトの電圧v_Sが基準電圧V_L
に維持されるように、時間的に変化する電流i_Sを
制御し、これにより、センサ・インダクタL_Sの測
定に及ぼす等価分路キヤパシタンスC_Lの影響を
除去する点にある。即ち、第１図図示の回路にお
いて、（回路点S′の）電圧v_Sが時点t₁においてコ
ンパレータＡ２′の基準電圧V_Lまで上昇すると、
センサ制御ループ回路３０′のコンパレータ出力
は、波形C′から明らかなように負となる。コンパ
レータＡ２′の出力は、センサ制御ループ回路３
０′の抵抗Ｒ１５′及びダイオードＤ１５′から成
る帰還ループが電流i_Sを捕捉して電圧v_Sを基準電
圧V_Lに維持するに充分な負のレベルになる。（時
点t₁において、センサ電流パルス発生回路２０′
は、センサ・ユニツト１０の両端からコンデンサ
Ｃ２′を遮断し、これにより、センサ充電周期T_C
を終結させ、コンデンサＣ２′が再びV_Iにむかつ
て充電されるようにする。）時点t₁は、センサ・データ周期T_Dの開始時点に
相当する。時点t₁を過ぎると、センサ・ユニツト
１０の全電流がＤ１５′／Ｒ１５′帰還ループを流
れる。即ち、（回路成分が完全なら）回路点C′に
おける電圧v_Cは v_C＝V_L−i_SR15′ この電圧v_Cは、（波形C′から明らかなように）電
流i_Sと比例し、電流i_S（波形Si′）の絶対値がゼロに
むかつて次第に減少するにつれて増大する。

センサ・データ周期T_Dにおいて、補償回路４
０′は、電流i_Sの変化率、具体的には電流i_Sがゼロ
に達する時点の電流i_Sの変化率を測定するため
に、比例電圧v_Cを微分する。即ち、比例電圧v_Cを
コンデンサＣ４′によつて微分することにより、
電流i_Sの変化率と関連するアナログ電圧v_Dが抵抗
Ｒ１８′の両端（即ち回路点D′）に形成される。
（センサ・データ周期T_Dの終結後、ダイオードＤ
４′がコンデンサＣ４′から蓄積電荷を除去する。）
電流i_Sの量は、センサ・データ周期T_Dが終結する
時点t₄でゼロに達するまで次第に少なくなり、こ
の時点（i_S＝０）において電圧v_Dは、センサ・ユ
ニツトの電流i_Sの変化率を対応する。波形C′で示
すように、時点t₄において電圧v_Cは、コンパレー
タＡ２′の基準電圧V_Lにあり、ダイオードＤ１
５′は導通を停止する。その結果、Ｄ１５′／Ｒ１
５′帰還ループは電圧v_Sの制御をやめ、この電圧
v_Sは、時点t₀′において次の装置周期が始まるまで
のゼロのままに維持される。

センサ・データ周期T_Dが終結すると、電圧v_D
（波形D′）は、i_S＝０における電流i_S変化率のアナ
ログ量となる。従つて式(6)から、電圧v_Dは、イン
ダクタンスL_Sのアナログ量を示し、従つて抵抗
R_Lの影響を受けないセンサ・ユニツト１０への
目標物接近のアナログ量を示す。この場合、抵抗
Ｒ１８′は、インダクタンス値と一定関係をもつ
値に電圧v_Dを規準化する機能を果たす。従つて、
この可変インダクタンス測定法で得られる（時点
t₄における）電圧v_Dは、インダクタンスL_Sの校正
された指示を、従つて、センサ・ユニツト１０に
対する目標物接近の校正された指示を提供し、こ
の校正された指示は、センサ・ユニツト１０の温
度にも、接続ケーブルの長さ及び温度にも影響さ
れない。

次に、可変インダクタンス測定装置の好ましい
実施例に関して説明する。第３図は、等価回路で
示したセンサ・ユニツト１０（即ち、センサ・イ
ンダクタをその等価インダクタンスL_S、等価直列
抵抗R_L及び分路キヤパシタンスC_Lで示してあ
る。）及び電子スイツチ回路を含む各種回路を示
す。各装置周期T_Sごとに、センサ電流パルス発
生回路２０はコンデンサＣ２と共働して、センサ
充電周期T_Cにおいてセンサ・ユニツト１０に時
間的に変化する電流i_Sを供給する。対応の時間的
に変化するセンサ電圧v_Sが基準電圧V_Lに達する
と、センサ充電周期T_Cがセンサ制御ループ回路
３０によつて終結させられ、帰還制御回路３２が
コンパレータＡ２と共働して電圧v_SをV_Lで一定
に維持するように電流i_Sを捕捉する。この作用で
センサ・データ周期T_Dが始まり、電流i_Sがゼロに
達して帰還制御回路３２が電流i_Sに対する制御を
やめる時で前記センサ・データ周期T_Dが終了す
る。

センサ・データ周期T_Dにおいて、補償回路４
０は、電流ミラー回路４２によつて電流i_Sに対応
する電流を確立し、電流／電圧変換回路４４によ
りセンサ電流i_Sに比例する電圧v_Cを作り出す。補
償回路４０に含まれる微分／アナログ回路４６
は、電圧v_Cを微分して、センサ・データ周期T_D
における電流i_Sの変化率のアナログ量である電圧
v_Dを形成する。

近接検知・スイツチング回路５０は、センサ・
ユニツト１０への目標物接近が一定の限定作動距
離または作動ギヤツプに対応するときに目標物近
接検知パルスを供給すべく、センサ・データ周期
T_Dの終結時における電圧v_Dの校正レベルに応答
する検知・ゲート回路５２を含む。前記目標物近
接検知パルスは、量子化回路５４によつて量子化
される。連続する装置周期T_Sの間に形成される
一連の量子化目標物近接検知パルプは、時間平均
近接電圧を供給する積分回路５６に印加する。最
後に、シユミツト・トリガ・近接スイツチング回
路５８は、前記時間平均近接電圧に応答し、目標
物が作動ギヤツプまたはこれよりも近い距離まで
センサ・ユニツト１０に接近した場合はこれを指
示する。

本発明の可変インダクタンス測定装置の具体的
な回路実施例を第４図に示す。第４図に示す回路
の各点と連携の波形を第５図のタイミング・ダイ
ヤグラムに示すが、これらの波形のうちのいくつ
か（即ち、波形Ａ、Si、Sv、Ｃ、Ｄ及びＥ）は、
第４図にもつと詳細に図示してある。第５図のタ
イミング・ダイヤグラムは、連続する装置周期
T_S、T_S′、T_S″及びT_Sについて示してある。但
し、以下に述べる第４図回路の説明は、単一の装
置周期T_Sに関して行ない、連続する装置周期間
との違いについては適宜の箇所で注意を喚気する
ことにする。

センサ・ユニツト１０は、リード線１８ａ及び１
８ｂ（リード線１８ｂは共通リード線である。）を
含む任意の長さのケーブル１８を介して電子スイ
ツチ回路と接続する。インダクタンス測定装置の
動作環境は、ケーブル１８を介してインダクタン
ス測定装置へ容量的に結合する種々のノイズ源を
含むと仮定する。第４図では、このようなノイズ
源をノイズ結合コンデンサC_Cと直列のノイズ発
生器１９で示した。センサ・ユニツト１０中のイ
ンダクタは、回路点においてリード線１８ａを
介してコンデンサＣ２の一端と接続している。コ
ンデンサＣ２の他端（回路点）は、センサ電流
パルス発生回路２０に接続する。

センサ電流パルス発生回路２０は、パルス発生
器Ａ１、トランジスタＱ１乃至Ｑ５及びコンデン
サＣ１等から成る。パルス発生器Ａ１の出力は、
抵抗Ｒ８を介して、エミツタが接地されているト
ランジスタＱ３のベースに接続する。トランジス
タＱ３のコレクタはトランジスタＱ４のベースに
接続し、トランジスタＱ４のエミツタはダーリン
トン方式でトランジスタＱ５のベースと接続す
る。ダーリントン・ペアに対するバイアスを供給
するため、トランジスタＱ４のエミツタとアース
との間に抵抗Ｒ１０を挿入してある。トランジス
タＱ５のコレクタは、回路点においてコンデン
サＣ２の他端と接続し、トランジスタＱ５のエミ
ツタは接地されている。コンデンサＣ２の他端は
また、抵抗Ｒ１１を介してバイアス電源Ｖ＋と接
続する。後述のように、パルス発生器Ａ１による
装置周期T_Sの開始直前に、コンデンサＣ２は、
抵抗Ｒ１１を介してほぼ電圧V_Iにまで充電され
る。

パルス発生器Ａ１は、トランジスタＱ３及びダ
ーリントン・ペアＱ４／Ｑ５によるバツフア効果
でコンデンサＣ２から隔離されている。この隔離
は、インダクタンス測定装置が外部的な同期ノイ
ズ源の存在下で動作する場合に重要な意義をも
つ。例えば、ノイズ発生器１９がインダクタンス
測定装置の装置周期T_Sとほぼ同期した周期を有
する信号源であると仮定する。（このような同期
ノイズ信号は、他のインダクタンス測定装置のセ
ンサ・ユニツト及び電子スイツチ回路間でケーブ
ル１８の近くにあるケーブルに起因することがあ
る）。また、特定タイプの絶縁またはシールドを
ケーブル１８に施すことによつてこの同期信号を
除去したり効果的に減衰させることが、（技術的、
経済的またはその他の理由で）不可能であると仮
定する。この場合、この同期ノイズ信号は、不可
避的にケーブル１８に容量結合してコンデンサＣ
２に現われる。コンデンサＣ２がパルス発生器Ａ
１から隔離されていなければ、このパルス発生器
Ａ１は、従つて装置周期T_Sは、外部ノイズ信号
と同期状態に引き込まれることがある。その結
果、各装置周期T_Sごとに周期的に干渉が現われ、
インダクタンス測定装置の以後の回路段における
信号に付加される。このような同期干渉は、イン
ダクタンス測定装置の誤つたスイツチング動作を
招く可能性がある。

インダクタンス測定装置の好ましい実施例では
このような可能性を避けるため、パルス発生器Ａ
１は、コンデンサＣ２及びケーブル１８から隔離
するだけでなく、ランダム周期を呈するようにし
てある。パルス発生器Ａ１の周期、従つて装置周
期T_Sをランダム周期にしたから、インダクタン
ス測定装置が外部ノイズ源と同期関係に陥ること
はあり得ない。換言すれば、ランダムな装置周期
T_Sを提供するようなパルス発生器Ａ１を採用す
ることにより、インダクタンス測定装置のスイツ
チング動作に及ぶノイズ源の影響がランダム化さ
れる。この周波数シフトの結果は、後述のように
近接検知・スイツチング回路５０においてろ過さ
れるランダム・ノイズである。

インダクタンス測定装置の装置周期T_Sがラン
ダム化されれば、装置周期T_Sの開始時にコンデ
ンサＣ２に現われる電圧もその影響を受ける。即
ち、この電圧は、Ｒ１１／Ｃ２の時定数及びこの
ランダムな装置周期T_Sに依存する。従つて、連
続する装置周期T_Sの開始時においてコンデンサ
Ｃ２の電圧は、上記電圧V_I付近の比較的狭い範
囲に抑えることができる。但し、詳しくは後述す
るように、装置周期T_Sの開始時におけるコンデ
ンサＣ２の正確な電圧は、センサ・ユニツト１０
中のインダクタンスのインダクタンスL_Sの測定に
影響しない。従つて、以下の説明では、装置周期
T_Sの開始時のコンデンサＣ２の電圧をV_Iである
とし、この電圧のランダム化の影響は、適当な場
所で述べることにする。

パルス発生器Ａ１は、常態では高い状態にあ
り、装置周期T_Sのセンサ充電周期T_Cの開始時に
相当する時点t₀において一時的にアース電位まで
降下して開始パルスを提供する。この開始パルス
は、トランジスタＱ３を不導通にし（波形Ａを参
照）、バイアス電源Ｖ＋に接続する抵抗Ｒ７を介
してトランジスタＱ４のベースに供給される電圧
により、トランジスタＱ４及び同Ｑ５から成るダ
ーリントン・ペアを導通させる。トランジスタＱ
５が導通すると、コンデンサＣ２の回路点側は
接地される。その結果、抵抗Ｒ１１を介して電圧
V_Iまで充電されたコンデンサＣ２がセンサ・ユ
ニツト１０と並列になり、センサ・インダクタに
電圧−V_Iを印加する。センサ・インダクタ及び
コンデンサＣ２によつて形成される共振回路は、
（時点t₀から）発振を開始する。時点t₀において
装置周期T_Sが開始した後、センサ・インダクタ
間の電圧v_S及び当該インダクタを流れる電流i_Sは
それぞれ、回路点Ｓと連携の波形S_v及び同S_iを参
照して説明することができる。コンデンサＣ２は
図示のような極性を具えているから、時点t₀にお
いてセンサ・インダクタ間電圧は、−V_Iまで急激
に負方向に下降し、次いで減衰正弦波の形で増大
してゼロを通過する。センサ・インダクタを流れ
る電流は、時点t₀においてはゼロであり、この時
点を過ぎると減衰正弦波の形で負方向に増大す
る。

パルス発生器Ａ１がトランジスタＱ３を不導通
化させて後に該パルス発生器Ａ１からの開始パル
スが終了しても、コンデンサＣ１と共働するトラ
ンジスタＱ１及び同Ｑ２により、トランジスタＱ
３の不導通サイクルは終了しない。トランジスタ
Ｑ２のベースは、回路点Ａにおいてトランジスタ
Ｑ３のコレクタと接続する。トランジスタＱ２の
エミツタは、電流制限用の抵抗Ｒ６を介して接地
され、このコレクタは、トランジスタＱ１のエミ
ツタと、さらに、抵抗Ｒ５及び同Ｒ１を介してパ
イアス電源Ｖ＋と接続する。トランジスタＱ１の
ベースは、抵抗Ｒ２及びＲ１を介してバイアス電
源Ｖ＋と接続し、コレクタはバイアス電源Ｖ＋と
直線接続する。コンデンサＣ１は、トランジスタ
Ｑ２のコレクタとトランジスタＱ３のベースとの
間に挿入される。トランジスタＱ１のベースとア
ースとの間に挿入された抵抗Ｒ３及び同Ｒ４がト
ランジスタＱ１をバイアスし、抵抗Ｒ３とＲ４間
に基準電圧V_Lが現われる。時点t₀における装置周
期T_Sの開始時に、トランジスタＱ３が不導通化
すると、抵抗Ｒ７を介して供給されるベース駆動
電圧によつてトランジスタＱ２が導通する。トラ
ンジスタＱ２が導通すると、そのコレクタ電圧が
抵抗Ｒ５の電圧降下分だけ降下する。トランジス
タＱ１のエミツタにおけるこの電圧降下は、この
トランジスタＱ１を導通させ、その結果トランジ
スタＱ１はトランジスタＱ２が飽和しないように
該トランジスタＱ２に電流を供給する。このよう
にして、トランジスタＱ４のベースへ流入してい
た電流は、トランジスタＱ２の方へ流れ込む。ト
ランジスタＱ２のコレクタ電圧が降下すると、コ
ンデンサＣ１の、トランジスタＱ２のコレクタと
接続している側の電圧も降下する。この電圧降下
は、（初期においてはアース電位よりも概ねトラ
ンジスタＱ３のベース・エミツタ電圧だけ高いレ
ベルにある）コンデンサＣ１の他の側に影響し、
トランジスタＱ３のベースをアース電位より低く
し、トランジスタＱ３を逆バイアスして不導通に
する。この逆バイアス作用は、パルス発生器Ａ１
からの開始パルスが終了してパルス発生器Ａ１か
らの出力が高くなる前に生じる。次いでコンデン
サＣ１は、パルス発生器Ａ１により抵抗Ｒ８を介
してゆつくりと充電される。

コンデンサＣ１は、センサ電流パルス発生回路
２０中にあつて、インダクタンス測定装置の電子
スイツチ回路の動作停止を防ぐ。詳しくは後述す
るように、トランジスタＱ２及びトランジスタＱ
４／Ｑ５の導通サイクル及びトランジスタＱ３の
不導通サイクルは、回路点に現われる負方向電
圧パルスP_Tの作用下に、時点t₁において終了す
る。この終了パルスP_Tは、コンデンサＣ２と、
トランジスタＱ４のコレクタ及びベース間に挿入
されたダイオードＤ１とを介してトランジスタＱ
２のベースへ反射し、このトランジスタＱ２を不
導通にする。トランジスタＱ２が不導通になる
と、トランジスタＱ３のベース電圧が急激に上昇
し、このトランジスタＱ３を導通させてトランジ
スタＱ４／Ｑ５を不導通にし、センサ充電周期
T_Cを終了させる（時点t₁）。この作用は、回路点
と連携の波形Ａの、時点t₁と一致する後縁によ
つて表わされる。トランジスタＱ５が不導通にな
ると、コンデンサＣ２の回路点側は、もはや接
地せず（従つて、もはやセンサ・インダクタ間に
は接続されず）、コンデンサＣ２は、再び抵抗Ｒ
１１を介して電圧V_Iにむかつて充電される。（第
５図の波形Ｂを参照）トランジスタＱ４及び同Ｑ
２のベースに終了パルスP_Tが現われなければ、
トランジスタＱ２は導通状態を持続してトランジ
スタＱ３を不導通状態に、トランジスタＱ４／Ｑ
５を導通状態にそれぞれクランプする。コンデン
サＣ１の作用がなければ、コンデンサＣ２は、セ
ンサ・ユニツト１０間に接続されたままとなり、
再充電が妨げられる（装置は停止する）。コンデ
ンサＣ１は、たとえ終了パルスP_Tがなくても、
トランジスタＱ３がバイアスされて導通してトラ
ンジスタＱ４／Ｑ５（及びＱ２）を不導通にし、
コンデンサＣ２の再充電を可能にするレベルま
で、コンデンサＣ１が抵抗Ｒ８を介して充電され
るように配設される。

次に、コンパレータＡ２及び帰還制御回路３２
を含む第４図図示のセンサ制御ループ回路３０を
考察する。コンパレータＡ２の一方の非反転入力
端子は、ゼロより大きい基準電圧V_Lに接続する。
コンパレータＡ２の反転入力端子は、抵抗Ｒ１２
を介して回路点と接続し、ダイオードＤ２を介
してアースと接続する。ダイオードＤ２は、電圧
v_Sが負である間、コンパレータＡ２の反転入力端
子における負電圧を制限する。コンパレータＡ２
の出力と反転入力端子との間に挿入される帰還制
御回路３２は、トランジスタＱ６，Ｑ７及び安定
化コンデンサＣ３等から成る。コンパレータＡ２
の出力は、トランジスタＱ６のベースと接続し、
トランジスタＱ６のコレクタは、トランジスタＱ
７のベースと接続する。トランジスタＱ７のコレ
クタは、ダイオードＤ３を介して直接回路点と
接続し、ダイオードＤ３及び抵抗Ｒ１２を介して
コンパレータＡ２の反転入力端子と接続し、エミ
ツタはアースと接続する。コンパレータＡ２の安
定性を確実にするため、コンパレータＡ２の反転
入力端子は、安定化コンデンサＣ３を介してトラ
ンジスタＱ６のエミツタと接続する。トランジス
タＱ６のコレクタとアースとの間に接続された抵
抗Ｒ１４は、低電流レベルにおけるトランジスタ
Ｑ６のインピーダンスを小さくすることによりコ
ンパレータＡ２の安定性を助長する。

波形Sv及びSiに関しては、（時点t₀に始まる）
センサ充電周期T_Cの間、センサ・ユニツト１０
間の減衰正弦波電圧v_Sは、概ね−V_Iから増大し、
遂には正のレベルにまで振れる。従つてこのセン
サ充電周期T_Cの間にセンサ・インダクタを流れ
る電流は、減衰正弦波の形で負方向に増大する。
所与の装置周期T_Sにおいて、パルス発生器Ａ１
によるランダム化作用は、（コンデンサＣ２によ
つて印加される）電圧v_Sの初期値だけに影響す
る。時点t₀を過ぎると、波形Sv及びSiは、式(1)に
従つて決定される。概ね電圧v_Sがゼロを通過する
時点（時点t₀とt₁の間）に、電流i_Sは負のピーク
に達し、ゼロにむかつてその大きさが減少し始め
る（直列等価抵抗R_Lの影響により、電流i_Sは、電
圧v_Sがゼロである時に正確にピークにならない）。
また、センサ充電周期T_Cの間、コンパレータＡ
２の反転入力端子における電圧は、基準電圧V_L
よりも低い。従つて、コンパレータＡ２の出力
は、設計によつてはバイアス電源Ｖ＋に等しいの
であろうが、高レベルにある。斯くして、トラン
ジスタＱ６は不導通であり、トランジスタＱ７を
不導通に保持する。

時点t₀とt₁の間に、センサ電圧v_Sが基準電圧V_L
まで上昇する。その結果、コンパレータＡ２の出
力が急激に負に転じてトランジスタＱ６を導通さ
せ、これによつてトランジスタＱ７をも導通させ
る。この作用によりコンパレータＡ２の出力と反
転入力端子との間の帰還ループが閉じて帰還制御
が行なわれ、コンパレータＡ２の反転入力端子に
おける電圧、即ち、センサ電圧v_Sが基準電圧V_L
に維持される。帰還制御に際して、トランジスタ
Ｑ７は電流i_Sを「捕捉」し、センサ電圧v_Sを基準
電圧V_Lに維持するのに充分なだけダイオードＤ
３を介して電流を減少させる。実際にはコンデン
サＣ２が存在するから、センサ・データ周期T_D
の間にセンサ電流i_S全部がトランジスタＱ７を流
れるわけではない。但し、このセンサ・データ周
期T_D中にセンサ・ユニツト１０とコンデンサＣ
２との間を流れる誤差電流は、比較的小さく且つ
一定である。この誤差電流は、校正によつて容易
に修正できるから、近接感知装置によつて与えら
れる近接データの精度には影響しない。以下の説
明において、センサ電流i_Sは、センサ・ユニツト
１０を流れる電流からセンサ・ユニツト１０とコ
ンデンサＣ２との間の誤差電流を差引いた電流で
あると仮定する。

安定化コンデンサＣ３の存在により、帰還制御
は、センサ電圧v_Sが初めて基準電圧V_Lに達する
正確な時点に確立されるわではない。むしろ、上
昇するセンサ電圧v_Sに対する帰還制御は、Ｒ１
２／Ｃ３安定時定数によつて決定される時間だけ
遅延する。この遅延時間の間、センサ電圧v_Sは上
昇し続け、時点t₁において基準電圧V_Lよりも大き
い電圧値v_Pに達する（第４図の波形Sv参照）。時
点t₁において帰還制御が完全に確立され、電圧v_S
は、急激に、v_PからV_Lに降下し、回路点にお
いて負方向電圧パルスを提供する。この負方向パ
ルスは、上述した終了パルスP_Tであり、コンデ
ンサＣ２及びトランジスタＱ４のコレクタを介し
てトランジスタＱ４及び同Ｑ２のベースへ反射し
て該トランジスタＱ２，Ｑ４を不導通にし、時点
t₁においてセンサ充電周期T_Cを終了させる。この
終了動作を達成させるためには、終了パルスP_T
の大きさが約１ボルトでなければならず、Ｒ１
２／Ｃ３の安定時定数もこれに応じて限定されな
けばならない。

センサ電流波形Siを参照すると、電圧v_Sが一定
に保持される場合には、センサ電流i_Sは、もはや
減衰正弦波の形で変化せず、むしろ、概ねランプ
状にゼロヘ接近する。式(5)から明らかなように、
センサ電流i_Sは、完全なランプ状ではない。即
ち、等価直列抵抗R_Lの影響により、センサ電流i_S
の変化率は、センサ電流がゼロに近づくにつれて
小さくなる。

時点t₄においてセンサ電流i_Sはゼロに達し、反
転しようとする。しかし、トランジスタＱ７を流
れる電流は反転できず、トランジスタＱ７及びダ
イオードＤ３は不導通になる。この作用により帰
還制御回路３２は、センサ電流i_Sを制御できなく
なり、センサ・ユニツト１０の電圧v_Sがゼロに降
下する。以上の説明から明らかなように、センサ
制御ループ回路３０がセンサ電流i_Sを制御するt₁
からt₄までの時間が、センサ・データ周期T_Dであ
る。好ましい実施例において、各装置周期T_Sの
長さは、連携のセンサ・データ周期T_Dの10倍程
度である。従つて連続するセンサ・データ周期間
で生ずる遅延は、電力消費を節減するためにイン
ダクタンス測定装置のデユーテイー・サイクルを
小さく維持しながら、充分な近接感知データ転送
速度を得るためのものである。パルス発生器Ａ１
において行なわれる周期ランダム化作用は、コン
デンサＣ２によつてセンサ・ユニツト１０へ印加
される初期電圧V_Iも付随してランダム化するこ
とによつて、センサ充電周期T_Cにもセンサ・デ
ータ周期T_Dにも比較的軽微な影響しか及ぼさな
い。具体的に説明すると、時点t₀における電圧V_I
の増加（減少）は、センサ・データ周期T_Dの開
始時におけるセンサ・ユニツトの電流の増加（減
少）を齎し、センサ電流i_Sの初期変化率の増加
（減少）を齎す。その結果、センサ・データ周期
T_Dが終了する時点t₄が、遅く（早く）現われるこ
とになる。但し、この初期現象を過ぎれば、セン
サ電流i_Sの変化率は何ら影響されず、式(5)に従い
センサ・インダクタのインダクタンスL_Sによつて
決定される。

次に、電流ミラー回路４２、電流／電圧変換回
路４４及び微分／アナログ回路４６から成る第４
図図示の補償回路４０について説明する。セン
サ・データ周期T_Dの間、電流i_Sは、帰還制御回路
３２のトランジスタＱ７にも流れる。電流ミラー
回路４２は、ベースがトランジスタＱ７のベース
と接続し、コレクタがトランジスタＱ６のエミツ
タである回路点と接続し、エミツタがアースと
接続するトランジスタＱ８から成る。トランジス
タＱ８は、該トランジスタＱ８を流れる電流があ
らゆる電流レベルにおいてトランジスタＱ７を流
れる電流（電流i_S）と比例するように、トランジ
スタＱ７と整合させてある。

補償回路４０の電流／電圧変換回路４４は、回
路点においてバイアス電源Ｖ＋とトランジスタ
Ｑ８のコレクタとの間に接続された抵抗Ｒ１６か
ら成る。センサ・データ周期T_Dの間、トランジ
スタＱ８を流れる電流は電流i_Sに比例するから、
抵抗Ｒ１６に発生する電圧v_C（波形Ｃ）は、同じ
センサ・データ周期の間の電流i_Sに正比例する。
即ち、回路点と連携の波形Ｃは、センサ電流i_S
の波形Siと対応する。具体的には、センサ・デー
タ周期T_Dに亘つて、電圧v_Cの変化率は、電流i_Sの
変化率に対応する。即ち、時点t₁に、回路点に
おける波形は、Ｖ＋以下に急激に降下し、次いで
概ねランプ状にＶ＋にむかつて上昇する。セン
サ・データ周期T_Dが終了する時点t₄において、電
圧v_CはＶ＋に達するが、これは、電流i_Sがゼロに
達することに対応している。

電圧v_Cは、微分／アナログ回路４６へ供給され
るが、この微分／アナログ回路４６の目的は、電
圧v_Cを微分し、もつて、電流i_Sの変化率のアナロ
グ量、特に、電流i_Sがゼロになる時点t₄における
アナログ量を得ることにある。微分／アナログ回
路４６は、緩衝増幅器Ａ３と、コンデンサＣ４、
校正抵抗Ｒ１８及び演算増幅器Ａ４を含む微分回
路とからなる。緩衝増幅器Ａ３の非反転入力端子
は、回路点と接続し、緩衝増幅器Ａ３の出力
は、回路点 CC においてコンデンサＣ４の一方
の側と接続するだけでなく、その反転入力端子と
も接続する。演算増幅器Ａ４の非反転入力端子は
基準電圧V_Lと接続し、その反転入力端子はコン
デンサＣ４の他側と接続する。演算増幅器Ａ４の
出力は、校正抵抗Ｒ１８及びダイオードＤ４を介
してその反転入力端子及びコンデンサＣ４の他側
と接続する。尚、演算増幅器Ａ４の非反転入力端
子が、センサ制御ループ回路３０中のコンパレー
タＡ２の基準電圧を形成するのと同じ電圧V_Lと
接続する点に留意されたい。このような基準電圧
の構成により、抵抗Ｒ４の端子間電圧V_Lの変化
は、インダクタンスL_Sを表現する式(5)の分母と分
子のどちらにも等しく現われるから、センサ・イ
ンダクタのインダクタンスL_Sの決定に影響しな
い。

微分／アナログ回路４６は、以下に述べるよう
にして電流i_Sの変化率のアナログ量を形成する。
緩衝増幅器Ａ３が、微分／アナログ回路４６とこ
れに先行する電流／電圧変換回路４４との間に電
流絶縁を提供する。コンデンサＣ４が電流／電圧
変換回路４４から引き出す電流がこれによつて制
限されるから、回路点における電圧v_Cの波形
は、影響を受けない。緩衝増幅器Ａ３の作用によ
り回路点 CC における波形は、回路点におけ
る波形と対応する。即ち、センサ・データ周期
T_Dが開始する時点t₁までは、コンデンサＣ４の回
路点 CC 側はＶ＋ボルトであり、他方の側はV_L
ボルトである。時点t₁において回路点 CC にお
ける電圧（波形Ｃ）が急激に降下し、これに呼応
して演算増幅器Ａ４の出力は、ダイオードＤ４が
コンデンサＣ４を放電させ得るに充分な程、V_L
よりも高い正のレベルまで上昇する。次いで演算
増幅器Ａ４の出力が降下して負となり、反転入力
端子における電圧をV_Lに維持するのに充分な程
に校正抵抗Ｒ１８を通る電流を減少させる。

コンデンサＣ４及び校正抵抗Ｒ１８は、電圧v_C
と連携の回路点 CC における波形を微分する。
演算増幅器Ａ４は、その反転入力端子に接続する
微分コンデンサＣ４に対し実効アース電位を提供
し、もつて、コンデンサＣ４が抵抗Ｒ１８を介し
てDCアースと接続する場合に生じる微分誤差項
をできるだけ小さくする。斯くして、微分コンデ
ンサＣ４が校正抵抗Ｒ１８を通して得た電流、従
つて校正抵抗Ｒ１８間の時間微分電圧は、回路点
CC における波形Ｃの微分と直接対応する。即
ち、センサ・データ周期T_Dの間、特にこのセン
サ・データ周期T_Dが終了する時点t₄において、校
正抵抗１８間の電圧v_D（回路点）は、電圧v_Cの
変化率のアナログ量、従つて電流i_Sの変化率のア
ナログ量となる。

電圧v_Dは、波形Ｄで表わされ、補償回路４０か
ら出力される。特にセンサ・データT_Dが終了す
る時点t₄（i_S＝０）において、電圧v_Dは、センサ・
インダクタのインダクタンスL_Sと関連する。以上
の関係を反映させるため式(6)へ代入すると、下記
式が得られる。

L_S∝１／di_S／dt∝１／dv_S／dt∝１／v_D｜i_S＝０ (8) 即ち、センサ電流パルス発生回路２０、センサ
制御ループ回路３０及び補償回路４０において実
施されるインダクタンス測定法は等価分路キヤパ
シタンスC_Lまたは等価直列抵抗R_Lのどちらの可
変性にも影響されないインダクタンスLsの測定
値を提供する。

アナログ電圧v_Dと連携の波形Ｄに関しては、セ
ンサ・データ周期T_Dに亘つて電圧v_Dが一定のま
までないことは明白である。式(5)と、インダクタ
ンスL_Sが比較的一定のままであるとの想定とか
ら、電圧v_Dが一定でないということは、等価直列
抵抗R_Lの影響下にdi_S／dtがセンサ・データ周期
中に次第に減少すると云う事実を反映する。波形
Ｄの形は、センサ・データ周期T_D中の電流i_Sの変
化率により式(5)に従つて決定されるが、このセン
サ・データ周期中に回路点における実際の電圧
レベルは、校正抵抗Ｒ１８の選定された値によつ
て決定される。特に、校正抵抗Ｒ１８は、電流i_S
がゼロとなるセンサ・データ周期の終了時におけ
る電圧v_Dのレベルを決定する。従つて、センサ・
データ周期T_Dの終了時における電圧v_Dは、イン
ダクタンスL_Sの測定値、即ち、センサ・ユニツト
１０への目標物接近の規準化された測定値から成
る。詳しくは後述するように、本発明において抵
抗Ｒ１８の値は、所定の作動ギヤツプへの近接ス
イツチングを校正すべく選択される。

補償回路４０から近接検知・スイツチング回路
５０へ電圧v_Dが供給される。電圧v_Dに呼応して近
接検知・スイツチング回路５０は、目標物がセン
サ・ユニツトへ所定作動ギヤツプまたはこれより
も近い距離まで接近すると目標物近接検知パルス
を出力する。上述したように、目標物は磁性材か
ら成るものと仮定されているから、インダクタン
スL_Sは、目標物がセンサ・ユニツト１０へ接近す
ればするほど増大し、その結果、式(5)から明らか
なように、センサ・データ周期T_D中の電流i_Sの変
化率が減少する。このようなdi_S／dtの減少は、
第４図の波形Siに破線で示してあり、センサ電流
i_Sがゼロに達し且つセンサ電圧v_SがV_Lから降下す
る時点t₄がその分だけ遅れる（波形Sv参照）。即
ち、インダクタンスL_Sが増大すると、第５図にお
いて装置周期T_S″及びT_S中のセンサ・データ周
期T_D″及びT_Dが長くなつていることからも明ら
かなように、センサ・データ周期T_Dの長さが増
大する。但し、センサ・データ周期T_Dは、依然
として装置周期T_Sよりはるかに短い。電流i_Sの変
化率のこの減少は、波形Ｄの破線部分が示すよう
に、電圧v_Dの相応する変化となつて現われる。即
ち、センサ・ユニツト１０への目標物接近に対応
するインダクタンスL_Sの増大は、センサ・データ
周期T_D中の電圧V_Dの増大、より具体的には、セ
ンサ・データ周期T_Dが終了する時点t₄における電
圧v_Dの増大を齎す（装置周期T_S″及びT_S中の第
５波形Ｄを参照）。

目標物がセンサ・ユニツト１０に接近する場
合、最終的には、目標接近条件と対応するように
任意に選択される作動ギヤツプに達する。後述す
るような理由で、校正抵抗Ｒ１８は、センサ・イ
ンダクタのインダクタンスL_Sが目標物の前記作動
ギヤツプ位置への到達に対応するとき、センサ・
データ周期T_Dの終了時にアナログ電圧v_Dがゼロ
になるように選定される。この状態では、時点t₃
においてゼロに達する波形Ｄの破線部分によつて
反映されている。

電圧v_Dは、近接検知・スイツチング回路５０の
検知・ゲート回路５２へ供給される。検知・ゲー
ト回路５２は、検知コンパレータＡ５及びゲー
ト・トランジスタＱ９から成る。検知コンパレー
タＡ５の非反転入力端子とゲート・トランジスタ
Ｑ９のベースとは共に、抵抗Ｒ１９を介して、補
償回路４０の出力に対応する回路点と接続す
る。検知コンパレータＡ５の反転入力端子は、基
準アース電位を設定すべくアースに接続される。
検知コンパレータＡ５の出力と非反転入力端子と
の間に安定化コンデンサＣ５が接続される。検知
コンパレータＡ５の出力は、抵抗Ｒ２０を介し、
回路点においてゲート・トランジスタＱ９のコ
レクタと接続し、該コンパレータＱ９のエミツタ
は、アースに接続される。スイツチングの過渡現
象を抑制するため、ゲート・トランジスタＱ９の
ベースとアースとの間にコンデンサＣ６が接続さ
れる。

電圧v_Dは、検知コンパレータＡ５の非反転入力
端子及びゲート・トランジスタＱ９のベースに現
われる。時点t₁より前では、回路点における演
算増幅器Ａ４の出力が電圧V_Lで高く、その結果、
検知コンパレータＡ５からの出力が高く、ゲー
ト・トランジスタＱ９が導通化する。ゲート・ト
ランジスタＱ９が導通すると、回路点における
検知・ゲート回路５２の出力が低くなる（即ち、
アース電位となる）。センサ・データ周期T_Dの開
始直後、演算増幅器Ａ４の出力がアース電位より
も低くなつてトランジスタＱ９を不導通にし、検
知コンパレータＡ５を（アース電位に対して）低
い状態にスイツチする。その結果、回路点にお
ける検知・ゲート回路５２からの出力電圧は、低
い状態に維持される。

センサ・データ周期T_Dの間電圧v_Dは、上述の
ように次第に増大する。センサ・ユニツト１０か
らの目標物の距離が作動ギヤツプよりも大きいこ
とをインダクタンスL_Sが示すならば、（実線で示
す）波形Ｄは、時点t₄までは（検知コンパレータ
Ａ５の基準レベルである）ゼロに達しない。即
ち、回路点におけるゲートされた出力は、セン
サ・データ周期T_Dの長さに亘つて低レベルに維
持される。センサ・データ周期T_Dの終端におい
て、演算増幅器Ａ４の出力は、高レベルに切換わ
り、従つて、検知コンパレータＡ５を高レベルに
切換えさせると同時に、ゲート・トランジスタＱ
９を導通させて回路点を低レベルに保持する。

しかしながら、センサ・ユニツト１０への目標
物接近が作動ギヤツプに相応すると、インダクタ
ンスL_Sは、センサ・データ周期T_Dが終了する直
前の時点t₃において、電圧v_Dと連携の（破線で示
す）波形Ｄがゼロに達するような値となる。上述
のように、時点t₁において演算増幅器Ａ４の出力
は、アース電位よりも低いレベルに降下し、トラ
ンジスタＱ９を不導通にし、また検知コンパレー
タＡ５を低レベルに切換える。センサ・データ周
期T_Dが終了する直前に、（破線で示す）波形Ｄが
検知コンパレータＡ５の基準レベルでもあるＯボ
ルトに達すると、検知コンパレータＡ５は、ゲー
ト・トランジスタＱ９が導通する前に高レベルに
切換わる。その結果、回路点における検知・ゲ
ート回路５２の出力に、ゲートされた目標近接検
知パルプP_Dが現われる。従つて、目標物が作動
ギヤツプよりも近くセンサ・ユニツト１０に接近
し、その結果インダクタンスL_Sがさらに増大する
と、校正された電圧v_Dがゼロに達する時点t₃が早
くなり、目標物近接検知パルスP_Dのパルス幅が
増大する（増大したインダクタンスL_Sまたはノイ
ズにより、電圧V_Dのレベルは、センサ・データ
周期の終了前にゲート・トランジスタＱ９を導通
させるに充分な電圧に達し、もつて時点t₄よりも
早く目標物近接検知パルスを終了させることがあ
る。）。

検知・ゲート回路５２の出力は、量子化回路５
４へ供給される。量子化回路５４はこの出力に応
答し、各装置周期T_Sごとに所定量の量子化出力
を形成する。具体的には、量子化回路５４の機能
は、各温度周期T_Sごとにセンサ・データ周期T_D
中に発生する目標物近接検知パルスP_Dを使つて、
目標物近接検知パルスの品質に関係なく量子化回
路５４と積分回路５６との間で所定量の電荷を確
実に伝達させるようにすることにある。この機能
は、インダクタンス測定装置が電磁干渉の存在で
動作し、インダクタンス測定装置の電子スイツチ
回路とセンサ・ユニツト１０との間のケーブル１
８へ不可避的にノイズ信号（ノイズ発生器１９及
び結合コンデンサC_Cで表わされる。）が導入され
る場合に、特に重要である。容量的に結合され、
インダクタンス測定装置の後段利得回路で増幅さ
れるノイズ信号は、目標物近接検知パルスP_Dを
歪ませるおそれがある。即ち、この電磁干渉は、
目標物近接検知パルスを誤つて発生させ、または
発生させなかつたりするか、あるいはこのパルス
の大きさ及び／またはパルス幅を歪ませるかもし
れない。

量子化回路５４は、トランジスタＱ１０，Ｑ１
１及びフリツプフロツプ回路Ａ６から成る。トラ
ンジスタＱ１０のベースは、抵抗Ｒ９を介してセ
ンサ電流パルス発生回路２０中のパルス発生器Ａ
１の出力と接続する。トランジスタＱ１１のベー
スは、検知・ゲート回路５２中の回路点と接続
する。トランジスタＱ１０のエミツタ及びトラン
ジスタＱ１１のエミツタはアースに接続する。ト
ランジスタＱ１１のベースとアースとの間にコン
デンサＣ７が接続され、該コンデンサＣ７は、ス
イツチング過渡現象を抑制するためのものであ
る。トランジスタＱ１０のコレクタは、フリツプ
フロツプＡ６の一方の入力と接続し、トランジス
タＱ１１のコレクタは、フリツプフロツプＡ６の
他方の入力と接続する。

装置周期T_Sが始まる時点t₀において、パルス発
生器Ａ１の出力が降下してトランジスタＱ１０を
不導通にし、フリツプフロツプＡ６を電圧V_Nの
高レベルにセツトする。この時点で、トランジス
タＱ１１は、検知・ケート回路５２の回路点に
おける低レベル出力電圧によつて不導通に維持さ
れる。従つて、センサ・データ周期T_D中に目標
近接状態が発生する場合にのみ、検知・ゲート回
路５２の出力レベルが変化する。即ち、センサ・
データ周期T_D中に目標物とセンサ・ユニツト１
０との間隔が作動ギヤツプ以上となると、（ノイ
ズの影響を無視するとして、）目標物近接検知パ
ルスP_Dが発生することなく時点t₄においてセン
サ・データ周期T_Dが終了する。その結果、対応
の装置周期全体に亘つてトランジスタＱ１１は不
導通のままであり、フリツプフロツプＡ６は高レ
ベルを持続する。しかし、目標物がセンサ・ユニ
ツト１０にむかつて作動ギヤツプまたはこれより
も近く接近すると、検知・ゲート回路５２は、上
述のように目標物近接検知パルスP_Dを形成する。
時点t₃におけるこの検知パルスは、トランジスタ
Ｑ１１を導通させ、フリツプフロツプＡ６を低レ
ベル（アース電位）にする。フリツプフロツプＡ
６は、装置周期T_Sの間、即ち、時点t₃から、パル
ス発生器Ａ１の出力が降下してトランジスタＱ１
０が不導通になり、フリツプフロツプＡ６が高レ
ベルに戻る新しい装置周期の開始まで、低い状態
を持続する。

第５図の波形Ｅ及びＦを参考にしながら要約す
ると、所与の装置周期において目標物が作動ギヤ
ツプ以上にセンサ・ユニツト１０から離れていれ
ば、量子化回路５４からの出力（回路点）は、
この装置周期全体に亘つて高レベルにあり、その
後の装置周期においても目標物近接状態が存在し
なければ高レベルのままである。この状態を第５
図では装置周期T_S及びT_S′として図示した。目標
物がセンサ・ユニツト１０に接近すると、最終的
には、目標近接状態に対応する作動ギヤツプに達
する。これは、装置周期T_S″及びT_Sにおける状
態であると想定する。即ち、装置周期T_S″及びT_S
においては、それぞれの装置周期が始まる時点
t₀″及びt₀からセンサ・データ周期T_D″及びT_D
において各目標物近接検知パルスP_D″及びP_Dが
発生する時点t₃″及びt₃まで、量子化回路５４中
のフリツプフロツプＡ６からの出力は高いレベル
にある。検知段階の時点t₃″（t₃）において、フ
リツプフロツプＡ６は、低レベルに切換わり、そ
の装置周期の残りの部分に亘つてその状態を維持
する。各装置周期T_Sは、センサ充電周期T_Cとセ
ンサ・データ周期T_Dとの組合わせよりもはるか
に長いから、目標物近接検知パルスP_Dをもたら
す目標近接状態により、量子化回路５４の出力
は、装置周期T_S″及びT_Sにおける波形Ｆから明
らかなように、高レベルにある時間よりもはるか
に長い時間に亘り低レベルにある。

上述の記載から、量子化回路５４からのこの量
子化出力は、目標物近接検知パルスP_Dの大きさ
ともパルス幅とも無関係である。むしろ、連続す
る各装置周期において、量子化回路５４からの量
子化出力の唯一のずれは、（目標物近接検知パル
スP_Dが誤つて発生しまたは発生しなかつたりす
る可能性を無視するとして、）パルス発生器Ａ１
のランダム化作用に起因するかまたは、目標物接
近状態に対しては量子化回路５４がその出力を低
レベルに切換える連携の装置周期中の時点t₃のず
れに起因するかのどちらかである。パルス発生器
Ａ１のランダム化作用は、直接的には各装置周期
T_Sの長さをランダムに変化させることにより、
また間接的にはセンサ・データ周期T_Dの開始及
び終了時点t₁を（センサ・ユニツト１０間に印加
されるコンデンサＣ２の電圧V_Iに及ぼす影響を
介して）変化させることにより量子化出力に影響
を与える。後者の場合、終了時点t₁の変化は、目
標近接状態においては目標物近接検知パルス発生
時点t₃にも影響する。いずれの場合にも、量子化
回路５４からの量子化出力に及ぼすパルス発生器
Ａ１の影響は、本質的にランダムである。詳しく
は後述するが、このランダム効果は、インダクタ
ンス測定装置からの近接スイツチング出力の精度
には影響しない。非ランダムなずれは、量子化回
路５４からの量子化出力に発生するけれども、そ
の精度には影響しない。具体的には、目標近接状
態が存在する装置周期T_Sにおいて、目標物が作
動ギヤツプ内でセンサ・ユニツト１０へ接近する
につれて、目標物近接検知パルスP_Dの発生時点t₃
が、装置周期開始時点t₀に近くなる。その結果、
量子化出力の対応する（時点t₀及びt₃間の）高い
レベルと（時点t₃及び装置周期終了時点間の）低
いレベルとの比が変化し、その最大ずれは、装置
周期T_Sよりもはるかに短く設定されたセンサ・
データ周期T_Dにほぼ相当する。従つて、本発明
の量子化法は、検知・ゲート回路５２からの目標
物近接検知パルスP_Dをフイルタする有効な手段
を提供する。

連続する装置周期T_Sに亘つて、量子化回路５
４からの量子化出力は、積分回路５６に供給され
る。積分回路５６は、量子化回路５４（回路点
）と、接地された積分コンデンサＣ８との間に
接続された抵抗Ｒ２１により構成されるRC積分
回路から成る。積分回路５６は、量子化回路（回
路点）からの連続する量子化出力をフイルタ
し、コンデンサＣ８間に時間的に平均された近接
電圧を形成する。瞬間的なノイズの影響を無視す
れば、連続する装置周期に亘つて目標物がセン
サ・ユニツト１０に対して作動ギヤツプより離れ
て位置する場合には、目標物近接検知パルスが発
生せず、所定量の電荷が、このような各装置周期
の間コンデンサＣ８へ転送される。従つて、コン
デンサＣ８が電圧V_Nにむかつて徐々に充電され
る。これに反して、連続する装置周期に亘つて目
標物が作動ゲヤツプまたはこれよりも近い位置に
あれば、このような各装置周期T_Sにおいて所定
量の電荷が量子化回路５４によつてコンデンサＣ
８から除かれ、コンデンサＣ８は、アース電位に
むかつて徐々に放電する。

既に述べたように、インダクタンス測定装置に
ノイズ信号が容量結合することがあり得るから、
積分回路５６による時間平均近接電圧の形成は、
重要である。ノイズ信号は、検知・ゲート回路５
２からの出力に影響することにより直線的に、あ
るいは検知・ゲート回路への入力における電圧v_D
に影響することにより間接的に目標物近接検知パ
ルスP_Dの誤つた発生または不発生を招来するお
それがある。但し、このようなノイズ信号は、ラ
ンダムである（準同期的な外部ノイズ源の場合に
は、ランダム化される）。即ち、一連の装置周期
T_Sに亘つて目標離隔状態の可能性を反映して装
置周期T_Sの50％以内で目標物近接検知パルスP_D
が発生するならば、コンデンサＣ８の時間平均近
接電圧は、徐々に（フリツプフロツプＡ６の高レ
ベル出力に対応する）電圧V_Nへ上昇する。他方、
目標近接条件の可能性に相応して装置周期の50％
以上に亘つて目標物近接検知パルスが発生するな
らば、量子化回路５４からの出力の時間平均は低
く、コンデンサＣ８は、これを反映して徐々に放
電する。従つて、ランダム・ノイズの影響は除去
され、コンデンサＣ８の時間平均電圧は、セン
サ・ユニツト１０に対する目標物の近接／離隔状
態を正確に反映する。

積分回路５６からの時間平均近接電圧出力は、
シユミツト・トリガ／近接スイツチング回路５８
へ供給される。演算増幅器Ａ７は、帰還抵抗Ｒ２
２及びＲ２３と共にシユミツト・トリガを形成
し、近接スイツチング・トランジスタＱ１２は、
インダクタンス測定装置の近接スイツチング出力
を提供する。演算増幅器Ａ７の反転入力端子は、
積分コンデンサＣ８と接続し、非反転入力端子は
抵抗Ｒ２２を介し（フリツプフロツプＡ６の高レ
ベル状態と対応する）電圧V_Nの1/2として与えら
れる正電圧V_N／２と接続する。演算増幅器Ａ７
の出力は、抵抗Ｒ２３を介して非反転入力端子と
抵抗Ｒ２４を介して近接スイツチング・トランジ
スタＱ１２のベースとそれぞれ接続する。近接ス
イツチング・トランジスタＱ１２のベースとアー
スとの間には、バイアス抵抗Ｒ２５が接続する。
抵抗Ｒ２２及びＲ２３によつて形成される帰還分
圧器は、公知のシユミツト・トリガ回路の態様で
演算増幅器Ａ７のトリガ電圧を変化させる。即
ち、演算増幅器Ａ７への反転入力端子に供給され
る時間平均近接電圧が電圧V_Nに近づくと、演算
増幅器Ａ７の出力は低くなる。従つて、帰還分圧
器Ｒ２２／Ｒ２３の作用下に演算増幅器Ａ７の非
反転入力端子におけるトリガ電圧は、V_N／２と
アース電位との中間値付近となる。即ち、シユミ
ツト・トリガの出力を変化させるには、時間平均
電圧が、前記中間トリガ・レベル以下に降下せね
ばならない。このように降下すると、演算増幅器
Ａ７の出力が高状態に切換わり、シユミツト・ト
リガ回路のトリガ電圧をV_N／２とV_Nとの間のほ
ぼ中間的なレベルまで上昇させる。

シユミツト・トリガ／近接スイツチング回路５
８は、下記のように作用する。目標物とセンサ・
ユニツト１０との間隔が作動ギヤツプよりも大き
ければ、量子化回路５６からの出力の、連続する
装置周期T_Sに亘る時間平均は、目標物近接検知
パルスP_Dの発生しない場合の時間平均に対応す
る。従つて、コンデンサＣ８の時間平均近接電圧
は、演算増幅器Ａ７のトリガ・レベルよりも高い
V_Nである。これにより演算増幅器Ａ７の出力は
低くなり、近接スイツチング・トランジスタＱ１
２は不導通になる。近接スイツチング・トランジ
スタＱ１２のこの状態は、近接感知装置の目標離
隔状態に対応し、目標物が作動ギヤツプ距離まで
センサ・ユニツト１０に接近しなかつたことを示
す。

しかし目標物とセンサ・ユニツト１０との間隔
が作動ギヤツプ以内になると、検知・ゲート回路
５２の出力に連続的な目標物近接検知パルスP_D
が現われる。その結果、上述したように、目標物
近接検知パルスP_Dが発生する装置周期T_Sごとに、
コンデンサＣ８から所定量の電荷量が除去され
る。従つて、コンデンサＣ８の時間平均近接電圧
は、アース電位にむかつて低下する。最終的に
は、コンデンサＣ８は、シユミツト・トリガ回路
のトリガ・レベル以下に（即ち、V_N／２とアー
ス電位との中間電圧以下に）放電し、シユミツ
ト・トリガ演算増幅器Ａ７の出力は、高レベルに
切換わる。この作用により近接スイツチング・ト
ランジスタＱ１２が導通し、近接感知装置からの
目標近接表示が形成される。

以上説明したように、本発明に係るインダクタ
ンス測定装置は、次の効果を奏する。

測定すべき可変インダクタンスに対して並列
の等価キヤパシタンスの影響がその可変インダ
クタンスを含む回路網間電圧を一定にすべく制
御する制御ループの作用によつて、完全に除去
されるので、等価キヤパシタンスの広範囲に亘
る温度依存性を解消することができ、可変イン
ダクタンスの高精度測定が実現される。

回路網間電圧の一定期間において、回路網電
流ｉのゼロクロス時点における当該回路網電流
i_Sの時間変化率を決定する微分回路が存在する
ことから、可変インダクタンスに対して直列の
等価抵抗の影響を除去でき、かかる点からも可
変インダクタンスの高精度測定が実現される。

本発明のその他の実施態様及び改変は、好まし
い実施例の説明及び添付図面中の教示内容を利用
することで当業者ならば容易に理解できるであろ
う。従つて、本発明は、好ましい実施例に限定さ
れるものではなく、前記その他の実施例や改変も
特許請求の範囲に含まれるものと理解されるべき
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の可変インダクタンス測定装
置を図解する作用ブロツク及び回路図であり、第
２図は、第１図の対応点と連携の説明的波形Si′，
Sv′，C′及びD′を含むタイミング・ダイヤグラム
であり、第３図は、インダクタンス測定装置の好
ましい実施例を示す作用ブロツク図であり、第４
図は、第３図に示したインダクタンス測定装置の
回路図であり、第５図は、第４図図示回路の対応
回路点と連携の波形Ａ，Ｂ，Si，Sv，Ｃ，Ｅ及
びＦを示すタイミング・ダイヤグラムである。１０……センサ・ユニツト、１８……ケーブ
ル、１８ａ，１８ｂ……リード線、１９……ノイ
ズ発生回路、２０，２０′……センサ電流パルス
発生回路、３０，３０′……センサ制御ループ回
路、３２……帰還制御回路、４０，４０′……補
償回路、４２……電流ミラー回路、４４……電
流／電圧変換回路、４６……微分／アナログ回
路、５０……近接検知・スイツチング回路、５２
……検知・ゲート回路、５４……量子化回路、５
６……積分回路、５８……シユミツト・トリガ／
近接スイツチング回路、Ａ１……パルス発生器、
Ａ２，Ａ２′……コンパレータ、Ａ３……緩衝増
幅器、Ａ４，Ａ７……演算増幅器、Ａ５……検査
コンパレータ、Ａ６……フリツプフロツプ回路、
Ｑ１〜Ｑ１２……トランジスタ、Ｃ１〜Ｃ８，Ｃ
２′，Ｃ４′……コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ４′，
Ｄ１５′……ダイオード、Ｒ１〜Ｒ１２，Ｒ１４，
Ｒ１６，Ｒ１８〜Ｒ２５，Ｒ１５′，Ｒ１８′……
抵抗。

Claims

【特許請求の範囲】１インダクタンスＬと直列の等価抵抗及び該イ
ンダクタンスＬと分路関係の等価キヤパシタンス
を含む回路網の該インダクタンスＬを測定するイ
ンダクタンス測定方法であつて、波形が時間的に変化する回路網電流i_Sを該回路
網に供給して該回路網間電圧を与え、前記回路網間電圧が基準電圧V_Lに達したとき
この回路網間電圧を一定にすべく制御し、前記回路網間電圧の一定推移期間において、前
記回路網電流i_Sがゼロのときの前記回路網電流の
時間変化率を決定し、前記基準電圧V_Lを前記変化率で割算して前記
回路網のインダクタンスＬを決定することを特徴
とするインダクタンス測定方法。２インダクタンスＬと直列の等価抵抗及び該イ
ンダクタンスＬと分路関係の等価キヤパシタンス
を含む回路網１０の該インダクタンスＬを測定す
るインダクタンス測定装置であつて、波形が時間的に変化する回路網電流i_Sを該回路
網に供給して該回路網間電圧を与える電流発生器
２０，２０′と、前記回路網間電圧が基準電圧V_Lに達したとき
この回路網間電圧を一定にすべく制御する制御ル
ープ回路３０，３０′と、前記回路網間電圧の一定推移期間において、前
記回路網電流i_Sがゼロのときの前記回路網電流の
時間変化率を決定する微分回路４０，４０′と、前記基準電圧V_Lを前記変化率で割算して前記
回路網のインダクタンスＬを決定する出力回路５
０とを有することを特徴とするインダクタンス測
定装置。３前記制御ループ回路が、基準電圧V_L及び前記回路網間電圧に応答し、
前記回路網間電圧が基準電圧V_Lに達すると出力
を変える制御コンパレータと、前記回路網に接続され、当該制御コンパレータ
の出力変化に応答して前記回路網間電圧を基準電
圧V_Lに維持すべく前記回路網電流i_Sを制御する電
流制御回路とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第２
項に記載のインダクタンス測定装置。４前記電流制御回路が、前記制御コンパレータ
の出力及び入力間に接続され、前記制御コンパレ
ータの出力変化によつて能動化される帰還制御回
路から成り、当該帰還制御回路が、能動化された
状態で前記回路網電流i_Sと対応する帰還電流を導
通することを特徴とする特許請求の範囲第３項に
記載のインダクタンス測定装置。５前記帰還電流に、従つて、前記回路網電流i_S
に対応する電流を供給する電流ミラー部材をも含
むことを特徴とする特許請求の範囲第４項に記載
のインダクタンス測定装置。６前記微分回路が、前記帰還電流に、従つて、前記回路網電流i_Sに
比例する電圧v_Cを供給する電流／電圧変換部材
と、前記電圧v_Cの時間変化率のアナログ量、従つ
て、前記回路網電流i_Sの変化率のアナログ量であ
る電圧v_Dを得るために前記電圧v_Cを微分する微分
部材とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第４
項に記載のインダクタンス測定装置。７前記出力回路が、前記電圧v_Dの値をインダクタンス値に規準化す
る校正部材と、前記規準化された電圧v_Dに応答して関係式Ｌ∝１／v_D｜i_S＝０に従いインダクタンスＬを決定する部材とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第６
項に記載のインダクタンス測定装置。８前記回路網電流i_Sが減衰形で概ね正弦波状の
波形を有することを特徴とする特許請求の範囲第
２項または第７項に記載のインダクタンス測定装
置。９前記電流発生器が、前記回路網に接続すべく適合された回路網充電
コンデンサと、当該回路網充電コンデンサを所定電圧V_Iに充
電する電流源と、当該回路網充電コンデンサが所定電圧V_Iに充
電されると当該回路網充電コンデンサを前記回路
網間に実質的に接続すべく前記回路網充電コンデ
ンサと基準アース電位との間に接続したスイツチ
部材とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第８
項に記載のインダクタンス測定装置。１０前記回路網間電圧が基準電圧V_Lに達した
ら、前記スイツチ部材が、前記回路網充電コンデ
ンサと前記回路網との接続を断つことを特徴とす
る特許請求の範囲第９項に記載のインダクタンス
測定装置。