JPH01176103A

JPH01176103A - 周波数弁別回路

Info

Publication number: JPH01176103A
Application number: JP33661887A
Authority: JP
Inventors: Kenzo Urabe; 健三占部; Katsumi Ushiyama; 牛山　勝實
Original assignee: Kokusai Electric Co Ltd
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 1987-12-31
Filing date: 1987-12-31
Publication date: 1989-07-12
Anticipated expiration: 2011-07-24
Also published as: JP2517035B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はアナログ信号、データ信号等によって周波数変
調が施された信号の復調や、入力信号の周波数偏差の計
測等に応用される周波数弁別回路に関する。

〔従来の技術とその問題点〕

入力信号の瞬時周波数を弁別する方法として従来は、セ
ラミック素子の同調特性を利用する方法（セラミックデ
ィスクリミネータ）や、クオドラチャ検波方式等がある
。

しかしながらこれらは、セラミック素子や９０゜位相シ
フト用インダクタンス素子等、ＩＣ化に適さないデバイ
スを必要とＬ、ＩＣの外部に付加して用いるにしても、
小形化に限界がある上に、処理対象となる搬送波は特定
の中間周波に限定されるため、ヘテロダイン受信機に応
用が限られる等、小形化、汎用化に問題があった。

また、入力信号と同一の周波数を有Ｌ、互いに位相がπ
／２ラジアンだけ異なる２つの局部発振波と入力信号と
を周波数混合することによって２つの互いに直交するベ
ースバンド信号を抽出Ｌ、その一方のπ／２ラジアンシ
フト信号と他方のベースバンド信号のアナログ乗算から
得られる２つの乗算出力を取り出Ｌ、これらの差を周波
数弁別出力とする、いわゆる直交検波方式が汎用性の高
い方式としてあげられる。

しかＬ、この方式において歪のない弁別出力を得るには
、出来るだけ理想的なアナログ乗算器を２回路必要とＬ
、回路規模が大きくなＬ、小形化に適さないという問題
点があった。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は前記従来の問題点を解決するためになされたも
のであって、アナログ乗算器を使用せずに無歪の周波数
弁別動作を実現することによって小形化、ＩＣ化が容易
であＬ、かつ汎用性に優れる周波数弁別回路を提供しよ
うとするものである。

即ち、本発明回路は、　入力信号Ｒの中心周波数と同一
周波数を有する局部発振出力りを得る局部発振回路１と
、局部発振出力しの極性を反転し極性反転出力■を得る
極性反転器２と、入力信号Ｒと局部発振出力Ｌ、及び入
力信号Ｒと極性反転出力τをそれぞれ入力しそれぞれ２
つの入力ＲとＬ、Ｒとτの位相差に対し周期２πラジア
ンで直線的上昇または下降を繰り返す鋸歯状形の位相差
特性に従って第１．第２位相差検出出力θ８．θ２を得
る第１．第２位相差検出回路３１　、３２と、入力信号
Ｒと局部発振出力りを入力しこれらの位相差に対し周期
２πラジアンでπラジアン毎に２値判定値を呈する位相
差判定出力Ｃを得る位相差判定回路４と、第１．第２位
相差検出出力θ１　、θ２を入力しその時間微分動作に
よってそれぞれ第１゜第２微分出力Ｄｒ、Ｄｚを得る第
１．第２微分器５１゜５２と、第１．第２微分出力Ｄ＋
　、０２を入力しこれらの２つの入力の一方を位相差判
定出力Ｃの２値状態に対応して選択Ｌ、これらの切替出
力りを得る切替回路６と、切替出力りを入力し伝送回線
における雑音によって生じたベースバンド帯域外の雑音
成分を除去して周波数弁別出力Ｓを得る低域濾波器７と
よりなＬ、位相差判定出力Ｃの２値変化を与える人力信
号Ｒと局部発振出力りとの位相差点は、第１．第２位相
差検出出力θ１　、θ２の鋸歯状形の位相差検出特性に
おける不連続変化を与える位相差点に対し±π／２ラジ
アンの位相差を有するように第１．第２位相差検出回路
３１　、３２及び位相差判定回路４を構成すると共に、
切替回路６は第１または第２位相差検出出力θ１または
θ２の不連続変化を与える位相差点上で位相差判定出力
Ｃが示す２イ直状態、及びその逆の状態に対し第２また
は第１微分出力Ｄ２またはり２、及び第１または第２微
分出力Ｌ、またはＤ２をそれぞれ選択Ｌ、切替出力する
ように構成したものである。

〔作　用〕局部発振回路１より入力信号Ｒの中心周波数と同一周波
数を有する局部発振出力りが得られ、この局部発振出力
りと入力信号Ｒが第１位相差検出回路３１に入力されて
これより再入力の位相差に対し周期２πラジアンで直線
的上昇または下降を繰り返す鋸歯状形の位相差特性に従
って第１位相差検出出力θ、が得られる。

また、局部発振出力しは極性反転器２に入力されてこれ
より極性が反転された極性及転出ガ丁が得られ、この極
性反転出力一り一と入力信号Ｒが第２位相差検出回路３
２に入力され、両人力Ｒとτの位相差に対し周期２πラ
ジアンで直線的上昇または下降を繰り返す鋸歯状形の位
相差特性に従って第２位相差検出出力θ２が得られる。

入力信号Ｒと局部発振出力りが位相差判定回路４に入力
されてこれらの位相差に対し周期２πラジアンでπラジ
アン毎に２値判定値を呈する位相差判定出力Ｃが得られ
る。

この位相差判定出力Ｃの２値変化を与える入力信号Ｒと
局部発振出力りとの位相差点は、第１゜第２位相差検出
出力θ１　、θ２の鋸歯状形の位相差検出特性における
不連続変化を与える位相差点に対し±π／２ラジアンの
位相差を有するものとなる。

第１．第２位相差検出出力θ１　、θ２はそれぞれ第１
．第２微分器５１　、５２に入力され、その時間微分動
作によってこれよりそれぞれ第１．第２微分出力Ｄ＋　
、　Ｄｚが得られる。これらの２つの入力θ１、θ２の
一方は切替回路６により位相差判定出力Ｃの２値状態に
対応して選択され、切替出力りとして取り出される。

即ち、切替回路６は第１または第２位相差検出出力θ１
またはθ２の不連続変化を与える位相差点上で位相差判
定出力Ｃが示す２値状態、及びその逆の状態に対し第２
または第１微分出力Ｄ２またはＤＩ＋及び第１または第
２微分出力Ｌ、またはＤ２をそれぞれ選択Ｌ、切替出力
する。

この切替出力りは低域濾波器７に入力され、伝送回路に
おける雑音によって生じたベースバンド帯域外の雑音成
分が除去され、第１．第２位相差検出出力θ１　、θ２
の不連続変化に起因する第１゜第２微分出力Ｄ＋　、　
０２上のインパルス出力の影響が回避されて低域濾波器
７より周波数弁別出力Ｓが得られることになる。

〔実施例〕

図面に基づいて本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明回路の一実施例の構成を示すブロック図
、第２図（ａ）　、　（ｂ）はそれぞれ本発明における
第１．第２位相差検出回路の位相差検出特性及び位相差
判定回路の出力特性を示す図、第３図＜ａｌ、（ｂ）は
それぞれ第１．第２位相差検出回路の一構成例及び位相
差判定回路の一構成例を示す接続図である。

第１図においてＲは直流を含むベースバンド信号によっ
て周波数変調が施された入力信号、１は局部発振器で、
入力信号Ｒの中心周波数と同一の周波数を有する局部発
振出力りを発する。２は極性反転器で、局部発振出力り
を入力Ｌ、この人力りの極性反転出力、即ちπラジアン
の位相差を持つ出力τを得る。

３１　、３２はそれぞれ第１．第２位相差検出回路で、
入力信号Ｒと局部発振出力τ、及び入力信号Ｒと極性反
転出力τをそれぞれ入力し各々の位相差に対し周期２π
ラジアンで直線的上昇または下降を繰り返す鋸歯状形の
位相差特性に従って第１．第２位相差検出出力θ１　、
θ２を発する。

４は位相差判定回路で、入力信号Ｒと局部発振出力りを
入力し両者の位相差に対し周期２πラジアンでπラジア
ン毎に２値判定値“Ｌ”、“Ｈ”を出力する特性を有す
る。Ｃはその位相差判定出力である。この位相差判定出
力Ｃの２値状態“Ｈ”−“Ｌ”、“Ｌ”−“Ｈ”の変化
を与える入力信号Ｒと局部発振出力りとの位相差点は第
１．第２位相差検出出力θ１　、θ２の鋸歯状形の位相
差検出特性の不連続変化（垂直下降または上昇）を与え
る位相点に対し±π／２の偏差を有している。

第１．第２位相差検出回路３１　、３２及び位相差判定
回路４の特性例を図示すると、それぞれ第２図（ａ）　
、　（ｂ）のようになる。第２図（ａ）　、　（ｂ）の
縦軸はそれぞれ第１．第２位相差検出回路３１　、３２
の出力θ１、θ２のレベル及び位相差判定回路４の出力
Ｃの２値論理状態を表Ｌ、横軸はいずれも入力信号Ｒに
対する局部発振出力しの位相差θラジアンを表している
。

第２図（ａ）の実線で示す特性はθ１の特性で、最大値
＋ｖ１．最小値−■を有Ｌ、θが２πラジアンの整数倍
の点で不向きの不連続変化を示す鋸歯状形を呈する場合
を示す。このときθ２の特性は第２位相差検出回路３２
の一方の入力τが局部発振出力しに対しπラジアンの位
相差を有するため、位相差θに対しては破線で示したよ
うにθ、の特性をπラジアンだけ移位した特性となる。

第２図（ｂ）の位相差判定出力Ｃの特性は、前述したよ
うにθ３．θ２の垂直下降点より±π／２ラジアンだけ
ずれた位相差点で変化するから図の例では、θがπ／２
ラジアンの奇数倍の点で“Ｈ”。

“Ｌ”状態が交番する、矩形特性となっている。

このような緒特性を有する第１．第２位相差検出回路３
１　、３２および位相差判定回路４は、入力信号Ｒ９局
部発振出力Ｌ、極性反転出力τが２値論理値に整形され
ている場合、それぞれ第３図（ａ）及び（ｂｌに示す構
成例によって実現できる。

第３図（ａ）の３１１はＬまたはτを入力Ｌ、その立ち
上がりに同期して入力信号Ｒの周期に比べ充分短いパル
スを発生する単安定マルチバイブレーク、３１２はＲを
トリガ入力（Ｔ）とＬ、単安定マルチバイブレータ３１
１のパルス出力をリセット入力（Ｒ）とするＤタイプフ
リップフロップ回路で、データ入力（Ｄ）は論理状態“
Ｈ”に保持されている。

３１３はこのフリップフロップ回路３１２のデータ出力
（ロ）を入力Ｌ、入力信号Ｒの搬送波周波数成分やその
高調波成分を除去する低域濾波器で、その出力は第１．
第２位相差検出出力θ１　、θ２となる。

以上の構成によると、入力信号Ｒの立ち上がりによって
Ｄタイプフリップフロン１回路３１２はデータ入力（Ｄ
）の”Ｈ”状態をサンプル出力するので、セント状態（
Ｑ＝“Ｈ”）となＬ、Ｌ、Ｌ−の立ち上がりによＬ、リ
セット状ｇ（Ｑ−“Ｌ”）に復旧するからＲの位相に対
するＬ、■の位相差ＱがＯくθ〈２πの範囲ではＤタイ
プフリップフロン１回路３１２の出力の“Ｈ”状態のデ
ユーティ比率は、θに比例する。従って、これを低域濾
波器３１３で平滑化すると、低域濾波器３１３の出力は
θに比例する電圧になＬ、第２図（ａ）の実線の特性が
得られることがわかる。

第３図（ｂｌの４１は入力信号Ｒおよび局部発振出力り
を入力とする排他的論理和回路、４２はこの回路４１の
出力を入力Ｌ、第３図（ａ）の３１３と同様の機能を有
する低域濾波器、４３は低域濾波器４２の出力を２値論
理値に整形するレベル比較器で、その出力は位相差判定
出力Ｃとなる。

以上の構成によＬ、排他的論理和回路４１の出力は、Ｒ
とＬが同相（θ＝０）のとき、および逆相（θ＝±π）
のとき、それぞれ全て“Ｌ”、及び全て“Ｈ”となＬ、
π／２ラジアンの位相差（θ＝±π／２）の場合には“
Ｈ”と“Ｌ”が同一の割合で発生するから、低域濾波器
４２によるその平滑化出力は、θ＝０．θ＝±π、θ＝
±π／２のそれぞれにおいて、最小値、最大値、および
前２者の平均値を与える三角形の特性を呈する。従って
レベル比較器４３において前記の平均値をしきい値とし
て、これを２値判定すれば、第２図（ｂ）の矩形の特性
が得られることがわかる。

次に、第１図にもどって、５１　、５２はそれぞれのθ
１及びθ２を入力Ｌ、その微分波形を出力する第１．第
２微分器で、ＤｌおよびＤ２はその微分出力である。６
は微分出力Ｌ、、Ｄ２および位相判定出力Ｃを入力Ｌ、
Ｃの２値状態に対応して、Ｄ、　　、Ｄ。

のいずれか一方を選択Ｌ、切替出力する切替回路で、ア
ナログスイッチにより構成できる。７は低域は波器で、
切替回路６の出力Ｄ　（Ｄ、またはＯＸ）を入力Ｌ、伝
送回線における雑音によって切替出力りに生じたベース
バンド帯域外の雑音成分を除去する低域濾波器であＬ、
その出力Ｓは、低域濾波動作によって抽出されたベース
バンド信号から成る周波数弁別出力である。

上記の構成において第１図に示した本発明回路の構成例
と第３図（ａ）　、　（ｂ）に示した本発明における第
１．第２位相差検出回路及び位相差判定回路の構成例並
びに第２図（ａ）　、　（ｂ）に示した第１．第２位相
差検出回路及び位相差判定回路の特性例に基づき、その
周波数弁別動作と効果を数式およびタイムチャートを用
いて詳細に説明する。

今、第１図の各信号θ１．θｚ＋Ｄ＋＋Ｄｚ＋Ｄおよび
第２図のθの時間波形をそれぞれθ＋（１）、　　θｚ
（ｔ）。

貼（ｔ）、　　Ｄｚ（ｔ）、　　Ｄ（ｔ）、　θ（１）
とおき、またＣの２値状態“Ｈ”、“Ｌ”をそれぞれ＋
１，０に置き換えた時間波形をＣ（ｔ）とおく。さらに
、切替回路６の動作はＣ＝“Ｈ”（Ｃ（ｔ）　＝　＋　
１　）のときＤｌを、またＣ＝“Ｌ”（Ｃ（ｔ）　＝　
０　）　（７）ときＤ２を、それぞれ選択し出力するも
のとする。このとき、第１図、第２図から以下の諸関係
式が導出できる。

Ｄｔ　＝Ｄ＋（ｔ）、ｃ（ｔ）＋ｏｚ（ｔ）（１−ｃ（
ｔ））・・・・・・・・・（５）但Ｌ、δ　（・）は、
デイラックのインパルス関数で第２図で説明したθ２．
θ２の不連続点での微分により生成されるものである。

ここで、第２図（ａ）　、　（ｂ）に示したθ０．θ２
とＣとの関係によＬ、次式％式％（６）が成立するから、（１１〜（７）式をまとめると、最終
的に下式％式％この（８）式によって、切替出力波形Ｄ（ｔ）はｄθ（
ｔ）　／　ｄｔ　、即ち、入力信号Ｒの中心角周波数か
らの角周波数偏差（Δωとおく）に比例するから、Ｄ（
ｔ）は周波数弁別出力になることが明らかである。

以上の数式により示した周波数弁別動作の具体例を次に
タイムチャートを用いて示すと、第４図（ａｌ　、　（
ｂｌのようになる。

第４図（ａ）　、　（ｂ）はそれぞれ前記角周波数偏差
Δωの絶対値が相対的に大きい場合（Δω＝±ω、とす
る）、および小さい場合（Δω−±ω１とする）の各時
間波形を示しておＬ、Δω＝ΔωＨ、ΔωＬ〉０．およ
びΔω＝−Δω８、−Δω、〈０の場合をそれぞれ実線
および破線で表している（但しΔωＨ〉ΔωＬ）。

第４図（ａ）では（ｂ）に比べ位相差θの変化（位相回
転）が速いため、θＩ（ｔ）、θ２（ｔ）の鋸歯状波の
変化は（ａｌＯ方が（ｂ）よりも速くなる。このため、
これらの時間微分波形Ｄｔ（ｔ）　　、ｏｚ（ｔ）はθ
１（ｔ）、θ２（Ｌ）の変化の、不連続点に生ずる下向
き、または上向きの鋭いインパルス列以外の部分はθ１
（ｔ）、θ２（ｔ）の直線傾斜部分の傾きに比例した一
定電圧を呈Ｌ、（ａ）の方が（ｂ）よりも大きい。この
ことは、この一定電圧値をΔω−Δωや、ΔωＬ　（実
線）のそれぞれに対Ｌ、ν□　＋　　ＶＬ　とおくと、
Δω＝−Δω、。

−Δω、　（破線）ではそれぞれ、　　ｖ、、　ｌ　　
　ＶＬとなＬ、かつ、ｖＨ２ｖＬは（１）〜（４）式よ
Ｌ、下式■ シ□−□Δω□　　　・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（９）π ■ ■、＝□Δω、　　　・・・・・・・・・・・・・・・
・・・α０）π で与えられることからも明らかである。

一方、前述の鋭いインパルス列は、（３１、（４）式の
各右辺の０内筒２項に該当するもので、その周期はｏ＋
（ｔ）　　、ｏｘ（ｔ）の各々において角周波数Δωで
発生するので、このままではΔωが小さい場合、インパ
ルス列の基本波成分は周波数弁別出力のベースバンド信
号帯域内に混入Ｌ、低域濾波器７では除去不可能な歪成
分となることから、Ｄｌ（ｔ）あるいはＤｚ（ｔ）をそ
のまま低域濾波する処理は不適当である。

ここで位相差判定回路４０判定出力波形Ｃ（ｔ）は第２
図（ａ）　、　（ｂ）の関係により第４図（ａ）　、　
（ｂｌの下から２段目に示したように、０＋（１）のイ
ンパルス発生時にＣ（ｔ）　＝　０　（Ｃ＝“Ｌ”）　
、０Ｘ（ｔ）のインパルス発生時にｃ（ｔ）　＝　＋Ｈ
Ｃ−“Ｈ”）となることがわかる。

従って第１図の切替回路６の入力ＤＩ　（ｔ）　、　ｏ
２（ｔ）の切替出力動作論理を、となるように構成すればＤ（ｔ）は実効的には（５）式
で表され０．（１）とＤ２（ｔ）のインパルス発生時点
を交互に回避した切替出力波形となるので、第４図（ａ
）　、　（ｂ）の最下段に示したようにＤ（ｔ）には、
ベースバンド信号帯域内に歪を含まず、周波数弁別出力
±Δω８３．±Δω、に比例する一定出力±ｖ。

、±ＶＬをそれぞれ得ることができる。

〔発明の効果〕

以上、詳細に説明したように本発明によれば、理論的に
無歪で不要高調波を含まない周波数弁別動作を得ること
ができる。またこれを実現するに当たＬ、局部発振回路
として従来の直交検波方式にあった互いにπ／２ラジア
ンの位相差を有する２つの局部発振出力や、アナログ乗
算器等を必要とせず、単に演算増幅器、レベル比較器、
アナログスイッチ、論理回路等を主要構成要素とＬ、リ
ニアＩＣ，スイソチドキャパシタ回路やＣＭＯＳ回路等
の技術の応用で回路が形成でき、回路規模が小さいので
ＩＣ化、小形低消費電力化に適する。さらに応用に関し
ては、スーパーヘテロダイン受信機に限らず、受信波を
直接ベースバンド領域に変換する方式の受信機にも適用
できるなど、汎用性に優れるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明回路の一実施例の構成を示すブロック図
、第２図（ａ）　、　（ｂ）はそれぞれ本発明における
第１．第２位相差検出回路の位相差検出特性及び位相差
判定回路の出力特性を示す図、第３図（ａ）、（ｂ）は
それぞれ第１．第２位相差検出回路の一構成例及び位相
差判定回路の一構成例を示す接続図、第４図（ａ）　、
　（ｂ）はそれぞれ入力信号の角周波数偏差Δωの絶対
値が相対的に大きい場合及び小さい場合の各時間波形例
を示すタイムチャートである。 ■・・・・・・局部発振回路、Ｒ・・・・・・入力信号
、Ｌ・・・・・・局部発振出力、２・・・・・・極性反
転器、Ｌ・・・・・・極性反転出力、３１．３２・・・
・・・第１．第２位相差検出回路、θ１　、θ２・・・
・・・その第１．第２位相差検出出力、４・・・・・・
位相差判定回路、Ｃ・・・・・・その位相差判定出力、
５１．５２・・・・・・第１．第２微分器、Ｄ＋　、　
Ｄｚ・・・・・・その第１．第２微分出力、６・・・・
・・切替回路、Ｄ・・・・・・切替出力、７・・・・・
・低域濾波器、Ｓ・・・・・・周波数弁別出力。（得 −−−−−−−−−−−−−−−−−−ＶＨ９ｑ量（ｂ） −−−−−−−一−−−一−−Ｖｉ。

Claims

【特許請求の範囲】

入力信号Ｒの中心周波数と同一周波数を有する局部発振
出力Ｌを得る局部発振回路１と、局部発振出力Ｌの極性
を反転し極性反転出力＠Ｌ＠を得る極性反転器２と、入
力信号Ｒと局部発振出力Ｌ、及び入力信号Ｒと極性反転
出力＠Ｌ＠をそれぞれ入力しそれぞれ２つの入力ＲとＬ
、Ｒと＠Ｌ＠の位相差に対し周期２πラジアンで直線的
上昇または下降を繰り返す鋸歯状形の位相差特性に従っ
て第１、第２位相差検出出力θ＿１、θ＿２を得る第１
、第２位相差検出回路３１、３２と、入力信号Ｒと局部
発振出力Ｌを入力しこれらの位相差に対し周期２πラジ
アンでπラジアン毎に２値判定値を呈する位相差判定出
力Ｃを得る位相差判定回路４と、第１、第２位相差検出
出力θ＿１、θ＿２を入力しその時間微分動作によって
それぞれ第１、第２微分出力Ｄ＿１、Ｄ＿２を得る第１
、第２微分器５１、５２と、第１、第２微分出力Ｄ＿１
、Ｄ＿２を入力しこれらの２つの入力の一方を位相差判
定出力Ｃの２値状態に対応して選択し、これらの切替出
力Ｄを得る切替回路６と、切替出力Ｄを入力し伝送回線
における雑音によって生じたベースバンド帯域外の雑音
成分を除去して周波数弁別出力Ｓを得る低域濾波器７と
よりなり、位相差判定出力Ｃの２値変化を与える入力信
号Ｒと局部発振出力Ｌとの位相差点は、第１、第２位相
差検出出力θ＿１、θ＿２の鋸歯状形の位相差検出特性
における不連続変化を与える位相差点に対し±π／２ラ
ジアンの位相差を有するように第１、第２位相差検出回
路３１、３２及び位相差判定回路４を構成すると共に、
切替回路６は第１または第２位相差検出出力θ＿１また
はθ＿２の不連続変化を与える位相差点上で位相差判定
出力Ｃが示す２値状態、及びその逆の状態に対し第２ま
たは第１微分出力Ｄ＿２またはＤ＿１、及び第１または
第２微分出力Ｄ＿１またはＤ＿２をそれぞれ選択し、切
替出力するように構成した周波数弁別回路。