JPH01152845A - Ｆｓｋ検波回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の属する技術分野） 本発明は、２値の周波数シフトキーイング（ＦＳＸ）に
よって変調が施された搬送波を受信し、もとの２値デー
タ系列を検波する場合に用いられる直交検波形のＦＳＸ
検波回路の改良に関するものである。

（従来技術とその問題点） ＦＳＫ信号は２種の周波数（マーク、スペース）を２値
のデータ系列に対応させる変調方式に基づいており、そ
の検波回路としては従来から、セラミックディスクリミ
ネータ、クオドラチャ検波回路等アナログベースバンド
信号のＦＭ変調波の復調に用いられる各種周波数弁別回
路が広く適用されている。

しかしながらこれらは、セラミック素子や位相シフト用
インダクタンス素子などＩＣ化に適さないデバイスを必
要とするため小形化に限界があり、また処理対象となる
搬送波の周波数が１０．７ＭＨｚ。

４５５ｋＨｚ等汎用の中間周波数に限定されるため受信
波の中間周波変換を行うヘテロゲイン方式の受信機に応
用が限られ、例えば直接変換方式の受信機のような直接
ベースバンド信号に変換して処理するＦＳＸ検波には応
用できないという応用の汎用化に限界があった。

この様な背景から近年では、入力信号である受信波また
は中間周波と同一の周波数を有する互いに直交する２つ
の局部発振波を用い、入力信号と周波数混合することに
よって、互いに直交する２つのベースバンド信号成分を
抽出し、これらを２値整形した上で１つのＤタイプフリ
ップフロップを使用して前記２値整形信号の一方を他方
でサンプリングすることにより等価的に入力信号のベク
トルの中心周波数に対する相対的な回転方向をサンプリ
ングする動作、即ち入力周波数の中心周波数に対する大
、小の判定動作を得ることにより、ＦＳＫ検波を行う所
謂直交検波形が脚光を浴びてきている。

この方法は、回路が簡単で、ＩＣ化に適し、中間周波を
用いない場合にも応用できるので小形化に寄与するとい
う利点がある反面、ＦＳＫ検波出力のジッターがＦＳＫ
変調の変調指数ｍ（周波数偏移の２倍／伝送速度）に逆
比例するという性質があり、一般に伝送速度が大きい場
合では、占有帯域幅の制限上変調指数ｍは小さく設定さ
れる必要があることから、ジッターが極めて大きくなり
、使用に適さないという欠点があった。

（発明の目的） 本発明の目的は、前記従来の回路において限定されてい
た適用可能なＦＳＫ変調指数の下限を大幅に縮少するこ
と、またこれを実現するにあたり、付加する部分の規模
が小さく、ＩＣ化に適したＦＳＸ検波回路を提供するこ
とにある。

（発明の構成） 第１図は本発明によるＦＳＸ検波回路の一構成例である
。図中Ｒは周波数偏移Δｆ　（Ｈｚ）のＦＳＫ変調が施
された入力信号で、所定の帯域制限フィルタを通過した
受信波または中間周波に相当する。

１は局部発振器で入力信号の中心周波数と同一の周波数
を有し、かつ、互いに直交する２つの局部発振波り、、
Ｌ、を発生する。なお、このうちＬｏはＬｌに対し、９
０″の位相遅延を有するものである。２１．２２は位相
比較器で、それぞれ前記のＲとり、及びＲとり、を入力
し、両者の位相差の２値整形出力Ｉ及びＱとこれらの論
理反転出力Ｔ（Ｉの論理反転）及びＱ（Ｑの論理反転）
をそれぞれ出力する。この様な機能を有する位相比較器
２１、２２は、２信号のミキサー回路、低域ろ波器及び
レベル比較器の縦続接続構成で容易に実現できるほか、
入力ＲとＬ＋、Ｌｏが全て２値論理値で与えられる場合
は、各々１個のＤタイプフリップフロップで構成するこ
ともできる。３１．３２．３３゜３４はＤタイプフリッ
プフロップでそれぞれ順に前記のＩ、　Ｑ、　　ｒ、　
Ｑをサンプリングデータ入力（Ｄ端子入力）とし、また
順にＱ、　　Ｉ、　Ｑ、■をサンプリングクロック入力
（ＣＫ端子入力）とすると共にそのサンプリング出力Ａ
、Ｂ、Ｃ，Ｄをそれぞれ出力する。

４は前記Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄを全て入力し、これらのレベル
和演算動作または、Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄが共に時間を前後し
て共通の極性方向に変化（正→負。

負→正の変化）する際の常に最新もしくは最後の変化に
追従する２値変化動作を行う合成回路で、Ｅはその合成
出力である。５は合成出力Ｅに含まれるベースバンド信
号帯域外の高調波、ジッター成分並びに伝送回線から混
入する雑音成分等を除去するための適当な高域しゃ断特
性を有する低域ろ波器（ＬＰＦ）でＦはその低域ろ波出
力、６はレベル比較器で、無変調搬送波が系に入力され
た時のＦの直流平均値をしきい値としてＦのレベル極性
判定を行い検波出力Ｇを出力する。

ここで、前記の様な機能を有する合成回路４の構成例を
第２図に示す。

第２図の（Ｉ）は合成回路４の機能として最も単純なレ
ベル和演算動作を用いる場合であって、４１はＡ、Ｂ、
Ｃ，Ｄ４個の入力のレベル和を合成出力Ｅとして出力す
るアナログ加算器であり、演算増幅器等を用いて容易に
構成できる。（ＩＩ）はＡ。

Ｂ、Ｃ，Ｄの共通の極性方向の変化のうち、最後の変化
に追従する２値出力を得る場合であって、４２は（Ｉ）
と同一のアナログ加算器４１からのレベル和を入力し、
Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄに関して全てが“Ｈ”（高レベル）の場
合と、任意の３個が°Ｈ゛かつ他の１個が“’Ｌ”（低
レベル）の場合のそれぞれのレベル和の値の中間のしき
い値ＶＨ１及び全てが“Ｌ″゛の場合と、任意の３個が
“Ｌ　ＩＩかつ他の１個が“Ｈ”の場合のそれぞれのレ
ベル和の値の中間のしきい値■、を２つのしきい値とす
るヒステリシス付レベル比較器である。以上の構成によ
り、ヒステリシス付レベル比較器４２の出力Ｅは、Ａ、
Ｂ、Ｃ，Ｄの各極性値が全て“′Ｈ”になった時に初め
て“Ｈ″′に変化し、逆に全て“Ｌ′。

となった時に初めてＬ”に変化するので、常にＡ、Ｂ、
Ｃ，Ｄの最後の変化に追従する出力となることが容易に
理解できる。（ＩＩ［）は、（Ｕ）とは逆にＡ、Ｂ、Ｃ
，Ｄの共通の極性方向の変化のうち、最新の変化に追従
する２値出力を得る場合であって、４３．４４はレベル
比較器で、（−■）と同一のアナログ加算器４１からの
レベル和をそれぞれ正極入力及び負極入力に入力し、他
方の負極入力及び正極入力には前記（ｎ）で説明したし
きい値Ｖ、、ＶＨをそれぞれ入力する。４５．４６はそ
れぞれレベル比較器４３及び４４の２値出力を入力し、
その入力の２値状態の最小の継続時間よりはるかに短い
パルス出力を、入力の負極→正極の立上り変化に同期し
て発生する単安定マルチバイブレータを用いたパルス発
生器である。４７はＲ３（セットリセット）タイプフリ
ップフロップで、パルス発生器４５．４６のパルス出力
をそれぞれセット入力端子（Ｓ）及びリセット入゛力端
子（Ｒ）に入力し、フリップフロップ出力（Ｑ端子出力
）を合成出力Ｅとしている。

以上の構成により、アナログレベル加算器４１の入力Ａ
、Ｂ、Ｃ，Ｄの各極性値が全て°“Ｌ”の状態から、い
ずれか１つが゛°Ｈ゛状態に変化した時、レベル比較器
４３の出力が立上り、パルス発生器４５を介してパルス
出力がＲＳフリップフロップ４７のセット入力端子に与
えられることによって、４７のＥは“′Ｈ゛状態にセッ
トされる。また、Ａ、Ｂ。

Ｃ，Ｄの各極性値が全て“Ｈ＋１の状態から、いずれか
１つが“Ｌ　ＩＩ状態に変化した時、レベル比較器４４
の出力が立上り、パルス発生器４６を介してパルス出力
が４７のリセット入力端子に与えられることにより、４
７のＥは“Ｌ”°状態にリセットされる。

以上の動作によって、この場合の合成出力Ｅは常にＡ、
Ｂ、Ｃ，Ｄの中の極性の最新の変化に追従する出力とな
ることは明らかである。

なお、（ＩＩＩ）と同等の機能を有する回路は、Ａ。

Ｂ、Ｃ，Ｄの極性変化を各々ワンショットパルス化し、
そのパルスを生じた当該の入力（Ａ、Ｂ。

Ｃ，Ｄのいずれか）を、次の他のパルスが発生するまで
選択出力する論理回路を構成することによっても容易に
実現できる。

次に第１図、第２図に示した本発明のＦＳＫ検波回路の
構成例に基づき、その検波動作と効果を第３図、第４図
によって詳しく説明する。

第３図は、ＦＳＫ変調が施された入力信号Ｒの中心周波
数を有する無変調時の入力信号を基準とした相対的な位
相の動き及び第１図の位相比較器２１、２２の出力Ｉ、
Ｑの動きの軌跡と、第１図のＤタイプフリップフロップ
３１．３２．３３．３４のそれぞれの出力Ａ、Ｂ、Ｃ，
Ｄの極性決定を行うサンプリングの位相点とを示した図
で、（Ａ）　、　（Ｂ）　、　（Ｃ）　、　（Ｄ）はそ
れぞれＤタイプフリップフロップ３１．３２．３３゜３
４に対応している。

各図の横軸及び縦軸はそれぞれ前記■及びＱの値をとり
、■　（横軸）は右側を、またＱ（縦軸）は下側をそれ
ぞれ正極（または°“Ｈ”状態）方向とし、各々左側及
び上側を負極（または“Ｌ　１１状態）方向としている
。従ってＩ及びＱの論理反転出力Ｉ、Ｑは上記の逆とな
る。以上の座標の表現法に基づくと、まず入力信号Ｒの
ＦＳＫ信号としての相対的な位相の動きは、横軸及び縦
軸をそれぞれＩ及びＱの２値整形前の余弦成分（Ｒの同
相ベースバンド成分）及び正弦成分（Ｒの直交ベースバ
ンド成分）のレベルに対応させたとき、第３図の各図中
破線で示す様に円形の軌跡を描き、この軌跡上を中心周
波数−Δｆ　（Ｈｚ）のマーク信号の場合、及び中心周
波数＋Δｆ　（Ｈｚ）のスペース信号の場合、等しい速
さでそれぞれ右旋回及び左旋回し、その回転速度は、Δ
ｆ　（Ｈｚ）となる。従ってこのＲの相対位相の動きに
対応するその余弦成分及び正弦成分の２値整形化である
Ｉ、Ｑの動きは、各図の実線で示した正方形の軌跡とな
り、■及びＱの各２値状態１．Ｔ及びＱ、　Ｑによる４
組の状態点ＩＱ、ＩＱ、ＴＱ、ＴＱは・印を付した前記
正方形の角点に対応している。

さらに、第１図のＤタイプフリップフロップ３１゜３２
、３３．３４の各出力Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄの極性決定のサン
プリングの位相点のうち、正極性（または“Ｈ”状態）
出力が決定される場合、及び負極性（または“Ｌ”状態
）出力が決定される場合のそれぞれの位相点をＯ印及び
×印で示す。

−例として、第３図（Ａ）に示した第１図のＤタイプフ
リップフロップ３１の場合を眺めて見る。

３１のサンプリングデータ及びサンプリングクロックは
前述した通り、それぞれＩ及びＧであり、この立上り（
即ちＱの立下り時点）でＩの極性が抽出されて出力Ａと
なって現れるが、第３図（Ａ）では、Ｏ印及びＸ印を付
した位相点で矢印を施した方向への遷移が生じた時がこ
の立上り（Ｌ　１１→“Ｈ１１の変化）に対応しており
、かつ、Ｏ印及び×印での回転方向は各矢印が示す通り
、それぞれ左旋回（即ち、スペース信号に対応）及び右
旋回（即ちマーク信号に対応）であるとともにＯ印及び
Ｘ印での■の値はそれぞれ°“ＨＩＩ状態及び“Ｌ′状
態に属している。このことから、Ｄタイプフリップフロ
ップ３１の出力Ａは、入力信号ＲがＦＳＫのスペース信
号（中心周波数＋Δｆ）のとき、及びマーク信号（中心
周波数−Δｆ）のとき、それぞれ″″Ｈ″″Ｈ″″″Ｌ
”を示すことになるので定常的にはＦＳＫ検波を正しく
行うことがわかる。

第３図（Ｂ）　、　（Ｃ）　、　（Ｄ）についても同様
に、第１図の各Ｄタイプフリップフロップの入力関係を
もとにＯ印、Ｘ印の位置を定め、各出力Ｂ、Ｃ，Ｄの出
力のふるまいを調べると定性的にはＡと全く同一であり
、ただ単にＯ印及び×印の位置が相対的に９０″ずつ異
なっているのみであることが容易にわかる。さらにこの
ことから第３図（Ａ）〜（Ｄ）の矢印を全て逆向きとす
る構成即ちＱ、　　Ｉ、　Ｑ、　　１の代わりにＱ、　
　１．　Ｑ、　　Ｉをサンプリングクロックとする構成
の場合でも、Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄの全ての出力が反転するの
みであるから、ＦＳＫ検波としては有効であることもわ
かる。

ここで前述のＤタイプフリップフロップ１個あたりのサ
ンプリングの粗さについて吟味して見ると、各Ｄタイプ
フリップフロップクロックのサンプリング周期は最大で
１／Δｆ（秒）であり、ＦＳＸ変調信号は、一般にデー
タ伝送速度とその周波数偏移Δｆとは何ら整数比関係に
な（、非同期であることを許容しているから、ＦＳＫ変
調信号のマーク周波数、スペース周波数の変化のタイミ
ングに対し、前記サンプリングタイミングは、−定の遅
延関係にはなく、０〜１／Δｆ秒のサンプリング遅延変
動が生じ、これが各Ｄタイプフリップフロップの出力に
サンプリングジッタとなって現れる。

このため、最大のジッターデユーティ（時間比率）は、
これをｄとお（と となる。

但し、ｍ：変調指数＝２ΔｆＴ Ｔ：データの１ビット時間長 （１）式から、１個のＤタイプフリップフロップのみに
よるＦＳＫ検波出力は、データ伝送速度が高速になるに
つれて変調指数ｍが小さく設定されるので、ジッターデ
ユーティｄが大きくなるという特徴があることが理解で
きる。

次に、第１図及び第２図ＣＩ）による本発明の構成例に
おける４個のＤタイプフリップフロップ３１、３２．３
３．３４とこれらの出力Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄの合成回路４に
よる合成の動作の一例と効果を第４図によって説明する
。

第４図は、第１図に示した各種信号の一部の動作例を示
したタイムチャートであって、横軸に時間、縦軸にレベ
ルをとり、図の左側には対応する信号名を付し、その動
作例を示している。なお、図の右側に付した“ＨＩＩ　
、　　ｍｌ　Ｌ″”は該当する信号が２値の場合のその
状態（極性）を示している。

また、図の上側に付したｉ−１，ｔ、ｉ＋１．ｉ＋２は
ＦＳＫ変調の変調区間（ビット区間）の系列番号を代数
的に表現したもので、その下部に（）で示した（−Δｆ
）、（＋Δｆ）は該当する系列の区間における周波数偏
移の極性マーク及びスペースをそれぞれ表している。

今、系列番号ｉ−１，ｔ、ｉ＋１．ｉ＋２の順に＋Δｆ
（スペース）及び−Δｆ（マーク）が交番するＦＳＸ信
号が入力信号Ｒとして与えられたとする。このとき、第
３図から次の様な特徴をあげることができる。まず、第
４図の縦の一点鎖線で示した各変調区間の区切りの前後
では、入力体−号Ｒの位相の旋回方向が逆転するため、
位相差の２値整形出力Ｑ及びＩは時間波形としてはこの
前後で線対称となる。即ち変調区間の区切り以後の区間
の波形は、以前の区間の波形を時間的に逆に辿った波形
となる。また、各区間内ではＱはＩに対し、スペース信
号及びマーク信号のそれぞれの場合に相対的に９０°の
位相進み及び遅れとなる関係が保持され、Ｑ及びＩの時
間周期はいずれも１／Δｆとなっている。なお、前述し
た様に変調区間の区切りのタイミングはＱ、　　Ｉの１
／Δｆの周期の動きとは同期関係にはなく、これらの変
化タイミングとは独立である。

以上の特徴を前提として、第４図の系列番号ｉの変調区
間の導入部を眺めると、Ｄタイプフリップフロップ３１
〜３４の各出力Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄのうち第４図の例では最
初に変調区間五の直後の■のタイミングでＱの立下り（
Ｇの立上り）が発生し、このときの■がＤタイプフリッ
プフロップ３１でサンプルされ、その出力Ａが“Ｈｏ“
から“Ｌ　ＩＩへ変化することになる。

以下、■の立上り、Ｑの立上り、■の立下り（Ｉの立上
り）が■、■、■のタイミングで順に発生し、Ｑ、Ｉ、
ＨがそれぞれＤタイプフリップフロップ３２．３３．３
４によってサンプルされるので、これらの出力Ｂ、、Ｃ
，Ｄが順にＡと同一極性の°“Ｌ”へ変化する０次に区
間ｉからｉ＋１へ移行した時点では第４図の例ではＩの
立上り、Ｑの立下り（Ｇの立上り）、■の立下り（Ｉの
立上り）。

Ｑの立上りの順にそれぞれＱ、　　１．　Ｑ、　　Ｉが
サンプルされることによって、Ｂ、Ａ、Ｄ、Ｃが順に“
ＨＩＩへ変化する、 以上の動作によりＡ、Ｂ、Ｃ，Ｄの各出力は最大遅延時
間１／Δｆ以内で変化するが、このうち最も早い変化は
１／（４Δｆ）の遅延以内で発生し、以下＞／（４Δｆ
）毎にいずれか１つの出力の変化が続くことがわかる。

従って、第１図の合成回路４として、第２図の（Ｉ）の
構成を用いた場合のＡ、Ｂ、Ｃ，Ｄの合成出力Ｅは、第
４図の上から７段目に示した様に、Ａ、Ｂ、、Ｃ，Ｄの
“Ｌ″　（または“Ｈ゛°）状態の数が時間１／（４Δ
ｆ）毎に１つずつ増大または減少することによって５段
階の変化を呈する段階状波形となる。なお、已に重ねて
示した細い実線の波形Ｆは第１図の低域ろ波器５の出力
Ｆであって、Ｅの中に含まれる高調波ジッター成分を除
去し平滑化した波形となっている。

第４図の最下段に示した第１図のレベル比較器６の出力
Ｇは、Ｆをその直流平均値（第４図Ｆの段の横方向の一
点鎖線で示す値で、Ｅの５値の中の中央の値に相当する
レベル）をしきい値として２値化した波形であって、ジ
ッター成分が大きく抑圧されたＦＳＸ検波出力を与える
ことがわかる。

なお、合成回路４として第２図の（ＩＩ）あるいは（Ｉ
［Ｉ）の構成を用いる場合の合成出力Ｅの波形は図示省
略したが、それぞれ第４図のＥの変化のうち、最後の変
化あるいは最初の゛変化に追従する２値変化波形で与え
られ、いずれもその変化ジッターは１／（４Δｆ）以内
に抑えられるので、この場合の検波出力Ｇも第２図の（
Ｉ）の構成による場合と同等の効果を持つことが明らか
である。

（発明の効果） 以上詳しく説明したように、本発明によれば、従来の直
交検波形のＦＳＸ検波器に見られる検波波形のジッター
毎を１７４以下に圧縮できるので、ＦＳＸ変調指数の下
限を大幅に縮少でき、従来の回路に比べて高速、のデー
タ伝送速度に対応することが可能であり、ヘテロダイン
受信機のみならず直接変換方式の受信機にも応用するこ
とができ、応用上の汎用性が高い。

また本発明による合成回路以降を除く構成の一部を２重
に設備し、その一方の発振器の位相と他方の発振器の位
相とを相対的に４５°の位相差を有する様に構成すれば
、等価的に８相での位相比較による検波が可能となり、
ジッター量を１７８以下に圧縮できる回路を得ることが
できる等、発展応用上の効果が大きい。

さらに本発明を実現する上で、従来に付加される回路部
分は規模が小さく、全てＩＣ化に適するので、小形化、
経済化に極めて有利である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるＦＳＫ検波回路の構成例を示すブ
ロック図、第２図（Ｉ）（ＩＩ）（Ｉ［Ｉ）は第１図に
用いられている合成回路の構成例を示すブロック図、第
３図は本発明に用いられる論理値Ｉ。 Ｑの動きの軌跡とサンプリング出力Ａ、Ｂ、Ｃ。 Ｄの極性決定の位相点を示す図、第４図は第１図。 第２図（Ｉ）による本発明の構成例における動作の一例
を示すタイムチャートである。 １・・・局部発振器、２１．２２・・・位相比較器、３
１、３２．３３．３４・・・Ｄタイプフリップフロップ
、４・・・合成回路、５・・・低域ろ波器、６・・・レ
ベル比較器、Ｒ・・・信号入力、Ｌ＋、Ｌｏ・・・互い
に直交する局部発振波、Ｉ、Ｑ・・・位相比較器２１．
２２の２値出力、Ｉ、Ｑ・・・Ｉ、Ｑの論理反転出力、
Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ・・・Ｄタイプフリップフロップ３１゜
３２、３３．３４のサンプリング出力、Ｅ・・・合成出
力、Ｆ・・・低域ろ波出力、Ｇ・・・検波出力、４１・
・・アナログ加算器、４２・・・ヒステリシス付レベル
比較器、４３、４４・・・レベル比Ｍ器、４５．４６・
・・パルス発生器、４７・・・ＲＳタイプフリップフロ
ップ。 特許出願人　国際電気株式会社　５

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 互いに直交する２つの局部発振波を発生する局部発振器
   と、 ２値のＦＳＫ変調が施された入力信号と前記２つの局部
   発振波の一方とを入力しこれらの位相差の２値整形出力
   （Ｉ及びＱとする）とその論理反転出力（＠Ｉ＠及び＠
   Ｑ＠とする）とを出力する２つの位相比較器（それぞれ
   Ｉ、＠Ｉ＠及びＱ、＠Ｑ＠を出力する）と、 それぞれ前記Ｉ、Ｑ、＠Ｉ＠、＠Ｑ＠をサンプリングデ
   ータ入力とし＠Ｑ＠、Ｉ、Ｑ、＠Ｉ＠（又はＱ、＠Ｉ＠
   、＠Ｑ＠、Ｉ）をサンプリングクロック入力とする４つ
   のＤタイプフリップフロップと、 前記４つのＤタイプフリップフロップの各サンプリング
   データ出力を全て入力しこれらのレベル和出力またはこ
   れらの同一極性方向への変化の中の最新もしくは最後の
   変化に追従する２値変化出力を得る合成回路と、 前記合成回路の合成出力を入力する低域ろ波器と、 前記低域ろ波器の出力を入力しその直流平均値をしきい
   値としてレベル判定を行い２値化した出力を検波出力と
   して外部へ出力するレベル比較器とを備えて、 前記低域ろ波器は前記合成回路によって前記４つのＤタ
   イプフリップフロップから得られる４つの出力の変化ジ
   ッターを１／４以下に抑圧した合成出力に含まれるベー
   スバンド信号帯域外の高調波ジッター成分並びに伝送回
   線から混入した雑音成分を除去するように高域しゃ断特
   性が付与されていることを特徴とするＦＳＫ検波回路。