JPH0117637B2

JPH0117637B2 -

Info

Publication number: JPH0117637B2
Application number: JP58002211A
Authority: JP
Inventors: Noboru Kojima; Tomomitsu Azeyanagi; Akira Shibata; Himio Nakagawa
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1983-01-12
Filing date: 1983-01-12
Publication date: 1989-03-31
Also published as: JPS59127499A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は輝度信号をFM信号に変換し、クロマ
信号を低域に変換して記録するビデオテープレコ
ーダに係り、特にクロマ信号の記録再生回路に関
する。

〔従来技術〕

現在、クロマアジマス方式ヘリカルスキヤン形
ビデオテープレコーダに用いられているクロマ信
号記録方式として、β方式およびVHS方式があ
る。しかし、これらの方式には以下のような問題
点がある。

例えばβ方式では、NTSC方式とPAL方式の
クロマ信号用ICの兼用化が困難である。一方
VHS方式では、PAL方式時に副搬送波周波数
（約4.43MHz）を発振するためのクリスタルを２
ケ必要とする。このため、ICまたは周辺部品の
コストアツプ、回路規模の増大を招く。

以上、これらの問題点について簡単に説明す
る。

β方式ではNTSC時の低域変換クロマ信号周波
数は（44−１／４）_Hであり、175_H（ただし_Hは水平周波数）で発振するVCO（電圧制御発振器）出
力を1/4分周したキヤリア信号から作られる。
PAL時の低域変換クロマ信号周波数は（44＋
１／８）_Hと（44−１／８）_Hの２周波であり、353
_H と351_Hで発振するVCOを1/8分周したキヤリア
信号から作られる。したがつて、このVCOを
NTSCとPALとで共用化を図ると、VCOの発振
周波数を３段階に切換える必要があり、その回路
構成を考慮すると、ICの兼用化が困難であり、
ICコストが増大するという欠点がある。

一方、VHS方式では、NTSC時の低域変換ク
ロマ信号周波数を40_H、PAL時の低域変換クロ
マ信号周波数を（40＋１／８）_Hに選んでいる。この場合、クロマ信号処理用ICのNTSCとPALと
の兼用化を図るために、NTSC、PALともVCO
の発振周波数を160_Hとし、この出力を1/4分周し
たキヤリア信号を用いる反面、PAL時には、
APC（自動位相制御）ループに用いられる_SC（副
搬送波周波数）用のクリスタルVCOと、クロマ
信号の周波数変換用のクリスタル発振器の周波数
を（_SC＋_H／８）と異ならしめることで、低域
変換クロマ信号周波数に_H／８オフセツトを持た
せている。このため、高価なクリスタルが２個必
要となるとともに、周辺部品が増大するという欠
点がある。

以上の従来例の欠点を補う方法として、特願昭
56−175677号に記す方法があり、低域変換キヤリ
ア発生用のVCOの発振周波数をNTSCとPALと
で異ならしめることで、PAL時においてもクロ
マ信号の周波数変換用のクリスタル発振器を
APCループ用の_SC用クリスタル発振器と兼用化
が可能となる。

第１図は、従来例の欠点を補うクロマ信号の記
録処理方法の一実施例を示す図である。

第１図において、１はクロマ信号の入力端子２
は低域変換されたクロマ信号の出力端子、３は水
平同期信号の入力端子、４はAFC回路（自動周
波数補正回路）、５はVCO、６は第１の分周器、
７は第２の分周器、９は第３の分周器、１０は移
相器、１１は第１の周波数変換器、１２はBPF
（帯域通過型フイルタ）、１３は第２の周波数変換
器、１４はLPF（低域通過型フイルタ）、１５は
バーストゲート回路、１６は位相比較器、１７は
_SC用VCOである。

記録時、_SCVCO１７の出力信号_SCと第３の分
周器９および移相器１０からの低域変換キヤリア
_LSCの和周波数が、第１のコンバータ１１および
BPF１２を通して第２のコンバータに導かれ入
力端子１からのクロマ信号と乗算され、その差周
波数_LSCが低域変換クロマ信号としてLPF１４の
出力端子２に導かれる。

この場合、例えばNTSC時のVCO５の発振周
波数を378_Hとすると、第３の分周器９で1/8分周
された後の低域変換キヤリア周波数_LSCは（47＋
１／４）_Hとなる。この低域変換キヤリアを一方のフイールドのみ1H（１水平期間）毎にPI（180゜位
相反転）することで、低域変換クロマ信号の周波
数は（47＋１／４）_Hと（47＋１／４±１／２）_Hと
なる。

この結果、低域変換クロマ信号の周波数が_H／４
の奇数倍のオフセツトを持ち、かつフイールド毎
に_H／２オフセツトを持ち、低域変換クロマ信号
の必要条件である次のことを満足する。(1)NTSC
時には_H／４の奇数倍のオフセツトを持たせるこ
とで、低域変換クロマ信号の２次歪成分と輝度
FMとの混変調によるビート妨害を_H／２インタ
リーブさせる。(2)フイールド毎に_H／２のオフセ
ツトを持たせることで、隣接ビデオトラツクから
のクロマ信号のクロストーク成分を1Hくし形フ
イルタで除去することを可能ならしめる。

一方、例えばPAL時のVCO５の発振周波数を
375_Hとすると、第３の分周器９で1/8分周された
後の低域変換キヤリア周波数_LSCは（47−１／８）_H となる。この低域変換キヤリアを一方のフイール
ドのみ1H毎に−90゜PS（位相シフト）することで、
低域変換クロマ信号の周波数は（47−１／８）_Hと（47−３／８）_Hとなる。この結果、低域変換クロマ信号の周波数は_H／８の奇数倍のオフセツトを持
ち、かつフイールド毎に_H／４オフセツトを持つ
ため、低域変換クロマ信号の必要条件である次の
ことを満足する。

(1)PAL時には_H／８の奇数倍のオフセツトを
持たせることで、低域変換クロマ信号の２次歪成
分と輝度FMとの混変調とによるビート妨害を
_H／４インタリーブさせる。(2)フイールド毎に
_H／４オフセツトを持たせることで、隣接ビデオ
トラツクからのクロマ信号のクロストーク成分を
2Hくし形フイルタで除去することを可能ならし
める。

したがつて、PAL時において_SC発振器に従来
VHS方式のように_H／８オフセツトを持たせる
必要がなく、_SCVCO１７との兼用化が図れ、１
個のクリスタルで実現できる。また、VCO５の
発振周波数円をNTSCとPALとでのみ切換えれ
ば良く、IC化が容易である。

しかし、ここで問題となるのはVCO５の発振
周波数の安定化を図るAFC回路４の構成である。
以下、これについて説明する。

第１図の一実施例ではAFC回路４はVCO５、
第１の分周器６、第２の分周器７、位相比較器８
とで構成されている。例えば、VCO５の発振周
波数がＮ・_H（ただし、Ｎは正の整数）の場合、
第１、第２の分周器６，７でVCO５の出力信号
が１／Ｎ分周され、周波数_Hのパルス信号が得ら
れる。この分周_Hのパルス信号と入力端子３から
の水平同期信号もしくは水平同期信号に同期した
信号とを位相比較器８で位相比較し、この位相比
較により得られたエラー信号でVCO５の発振周
波数が制御される。従来、一般に用いられている
AFC回路では、上記の分周_H信号はLPFでノコ
ギリ波に変換され、このノコギリ波と水平同期信
号とを位相比較することによつて得られたエラー
信号でVCOの発振周波数を制御していた。しか
し、IC化した場合、LPFが外付けとなるととも
に、LPFに接続するためのICのピンを必要とし、
ICのコスト低減を妨げる原因となつていた。こ
れを解決する技術として、ノコギリ波を用いず、
矩形波の分周_Hをダイレクトに用いるものがあ
る。しかし、従来例で上記したようにNTSCと
PALとでVCO５の発振周波数を切換えたAFC回
路はなく、この場合、基準となる水平同期信号と
位相比較する分周_Hとして矩形波を用いると、
NTSCとPALとでAFC特性にアンバランスを生
じ、AFCの引込み特性の劣化、引込み範囲のア
ンバランス等の不都合を生じる。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記した従来のビデオテープ
レコーダに用いられていたクロマ信号処理回路の
欠点を補う新しいクロマ信号処理回路に適した
AFC回路を提供することにある。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するために、VCOの出力を分
周する第１、第２の分周波の分周比をNTSCと
PALとで切換えるとともに、第２の分周器から
位相比較器に導かれる位相比較用分周のデユーテ
イを共に、ほぼ50％とするとともに、他の分周
（例えば電流制限用分周_H）のデユーテイも共に
ほぼ等しい値に選らぶものである。

〔発明の実施例〕

本発明のAFC回路の一実施例を第２図に示す。

第２図において、１８はNTSCとPALとの切
換信号の入力端子、１９は水平同期信号またはそ
れと同期した水平パルス信号の入力端子、２０は
VCO、２１は分周器、２２は位相比較器である。
本発明では、VCO２０の発振周波数がNTSCと
PALとで、例えば夫々N₁・_HとN₂・_H（ただし、
N₁，N₂とも正の整数）に切換えられる。この場
合、分周器２１の分周器比をNTSCとPALとで
夫々１／N₁と１／N₂とに切換えることにより、
分周器２１の出力にはNTSC、PALとも周波数
_Hの分周_H信号３ｂ，３ｃが得られる。AFC回路
は、一般にこの分周_Hと、基準となる入力端子１
９からの水平同期信号３ｄとの位相比較を行な
い、位相比較によるエラー信号でVCOを制御し、
VCO出力を水平同期信号に位相ロツクさせる。
第２図の一実施例では、この位相比較用の分周_H
として、２つの信号３ｂと３ｃを用いた場合を示
している。

ここで、信号３ｂは、一般にデユーテイが50％
で周波数が_Hであり、かつ水平同期信号またはそ
れと同期した水平パルスと位相比較することによ
り、VCOの発振周波数のずれ方向を知る信号で
あることから、位相比較用分周_Hと呼ぶ。また、
信号３ｃは、周波数が_Hであり、かつ上記同様に
位相比較することにより、VCOの発振周波数の
ずれが小さいことを検出し、検波電流を抑制し
て、検波感度を下げ、AFCの安定化を図る信号
であることから電流制限用分周_Hと呼ぶ。

本発明では、これらの位相比較用分周_H３ｂ、
電流制限用分周_H３ｃのデユーテイがNTSC、
PALとでほぼ等しく選ぶことを特徴としている。
さらに、位相比較用分周_H３ｂのデユーテイは
NTSC、PALともほぼ50％とし、電流制限用分
周_H３ｃのパルス幅τc、水平同期信号３ｄのパル
ス幅をτdとした場合、NTSC、PALとも τd＜τc＜２・τd ………(1) を満足することを特徴としている。

以下、本発明を用いることにより、AFC回路
において、NTSCとPALとでVCO２０の発振周
波数を切換える場合においても、正常なAFC特
性が得られることを説明する。

まず、本発明による効果を説明するに当り、第
２図のAFC回路の具体的な回路動作を説明する。
第３図は、第２図の各部の信号波形例であり、信
号３ｂ，３ｃはAFC回路が位相ロツクしている
ときの信号、信号３b′，３c′はVCOの発振周波数
が高い方にシフトしているときの信号、信号３
b″，３c″はVCOの発振周波数が低い方にシフト
しているときの信号である。

このように、VCO２０の発振周波数により、
分周器２１から位相比較器２２に導かれる位相比
較用分周_H３ｂと電流制限用分周_H３ｃと水平同
期信号３ｄとの位相関係が変化する。この位相変
化を位相比較器２２で検出し、周波数エラー信号
としてVCO２０に帰還することにより、VCOの
発振周波数がほぼN₁・_Hとなるように制御され
る。

第４図は第２図の位相比較器２２の具体的な一
実施例である。第４図において、２３，２４，２
５は夫夫信号３ｂ，３ｃ，３ｄの入力端子、２６
はAND回路、２７は検波端子、２８は検波用の
LPFである。また、Ｑ記号はトランジスタを、
Ｒ記号は抵抗を、Ｅ記号バイアスを表わす。

例えば、NTSCにおいて、VCO２０の発振周
波数がN₁・_Hで位相ロツクしているとすると、
入力端子２３，２４，２５に入力される信号は
夫々第３図の３ｂ，３ｃ，３ｄであり、AND回
路２６の出力は“Low”となり、水平同期信号
３ｄが“High”の期間のみトランジスタQ₁₀が
ONし、トランジスタQ₄，Q₅のエミツタ電流が流
れる。このとき、位相比較用分周_H３ｂが
“Low”の期間ではトランジスタQ₄がON、トラ
ンジスタQ₅がOFFし、トランジスタQ₂からLPF
２８に電流が充電される。“High”の期間ではト
ランジスタQ₄がOFF、トランジスタQ₅がONし、
LPF２８からトランジスタQ₅に電流が放電され
る。したがつて、水平同期信号３ｄが“High”
の期間の位相比較用分周_H３ｂの“High”と
“Low”の期間が等しい場合には、LPF２８の
充・放電量が等しくなり、検波端子２７の電位
は、バイアスE₁に保たれ、VCO２０の発振周波
数はN₁・_Hに保たれる。

一方、VCO２５の発振周波数がN₁・_Hより高
くなると、入力端子２３，２４，２５に入力され
る信号は夫々第３図の３b′，３c′，３ｄとなり、
水平同期信号３ｄが“High”の期間では位相比
較用分周_H３b′は“High”であるから、トラン
ジスタQ₄がOFFトランジスタQ₅がONし、LPF
２８から電流が放電され、検波端子２７の電位が
低下する。さらに水平同期信号３ｄと電流制限用
分周_H３c′が共に“High”の期間のみトランジス
タQ₉がONし、LPF２８の放電電流が増大し、検
波端子２７の電位の低下を促進する。その結果、
VCO２０の発振周波数が低くなり、N₁・_Hに戻
される。

また、VCO２０の発振周波数が低くなると、
入力端子２３，２４，２５に入力される信号は
夫々第３図の３b″，３c″，３ｄとなり、水平同期
信号３ｄが“High”の期間では位相比較用分周
_H３b″は“Low”であるから、トランジスタQ₄
がON、トランジスタQ₅がOFFし、LPF２８に電
流が充電され、検波端子２８の電位が上昇する。
さらに、上記と同様に水平同期信号３ｄと電流制
限用分周_H３c″が共に“High”の期間において
充電電流が増大し、検波端子２７の電位の上昇を
促進する。その結果、VCO２０の発振周波数が
高くなり、N₁・_Hに戻される。

第５図は、上記の回路動作時のAFC回路の検
波特性を示す一例である。図のように、検波感度
は位相ロツクしている近傍では低く、位相差（ま
たはVCOの周波数変動）が大きくなると、検波
感度が増大し、VCO２０の発振周波数が早期に
位相ロツクし、N₁・_Hに引込むよう動作する。

以上は、VCOの発振周波数がNTSCにおいて
N₁・_Hの場合の一例について説明した。

次に、PAL時において第２図のVCO２０の発
振周波数がN₂・_Hに切換えられた場合について
説明する。このとき、分周器２１の分周比は入力
端子１８からの制御信号により１／N₂に切換え
られるが、分周比が異なるため、回路構成も当然
ながらNTSCと異なる。この結果、分周器２１か
ら位相比較器２２に導かれる夫々の信号３ｂ，３
ｃのデユーテイおよびタイミングがNTSCと異な
つてしまう。

第６図は、PAL時に第２図の分周器２１から
位相比較器２２に導かれる位相比較用分周_H３ｂ
と電流制限用分周_H３ｃの内、位相比較用分周_H
３ｂのデユーテイが第３図のNTSC時と異なり、
デユーテイが50％からずれた一例である。

このように位相比較用分周_Hのデユーテイがア
ンバランスになると、位相比較用分周_H３ｂと水
平同期信号３ｄとの位相が大きくずれたときの検
波出力にアンバランスを生じ、AFCの引込み特
性が劣化する。したがつて、本発明ではNTSCと
PALとでVCOの発振周波数を切換える場合にお
いても、第２図の位相比較器２２に導かれる位相
比較用分周_Hのデユーテイを共にほぼ50％に選
ぶ。

第７図は、PAL時に第２図における位相比較
用分周_H３ｂのデユーテイおよび電流制限用分周
_Hのデユーテイと位相とが第３図のNTSC時と異
なつた一例である。この場合、上記と同様に
AFCの引込み特性が劣化する。さらに、電流制
限用分周_Hのパルス幅τcと水平同期信号のパルス
幅τdの関係が τc＞２・τd ………(2) となり、(1)式の条件を満足しなくなると、検波特
性は第８図のようにアンバランスを生じる。この
ため、AFCの引込み範囲にアンバランスを生じ、
引込み領域が狭くなり、検波感度を示す傾きが０
のところでAFCが引込まなくなるという不都合
を生じる。また、電流制限用分周_Hのパルス幅τc
が τc＜τd ………(3) の場合には、AFCの引込み範囲の近傍での検波
感度が高くなり過ぎ、引込み速度の劣化を生じ
る。また、電流制限用分周_Hのパルス幅τcが(1)式
を満足している場合でも、位相またはデユーテイ
が異なると、引込み領域のダイナミツクレンジを
NTSC、PALとも最大に設定することができず、
AFCの引込み範囲および引込み速度の劣化をも
たらすという不都合を生じる。

すなわち、本発明を用いることにより、VCO
２０の発振周波数がNTSCとPALとで異なるに
もかかわらず、AFC特性をNTSC、PALとも最
適に設定することができる。特に、ビデオテープ
レコーダの色信号処理回路においては、AFC特
性は画質に大きな影響を与えるため、最適に設定
する必要がある。また、ビデオテープレコーダの
他のセツトとの記録・再生の互換性の面からも、
色信号の記録特性を十分良好なものとする必要が
ある。

次に、本発明を用いた具体的なAFC回路につ
いて説明する。

第９図は、第１図の色信号処理回路のAFC回
路４のより具体的ブロツク図の一例である。

図において、２９，３０，３１は分周器、３２
は切換スイツチ、３３はデコーダであり、他は第
１図と同様である。分周器２９，３０，３１は
NTSCとPALとで切換えられ、例えばNTSC時
には夫々の分周比は１／７、１／３、１／６に、
PAL時には１／５、１／５、１／５となる。ま
ず、NTSC時では、例えばVCO５の発振周波数
を378_Hとすると、第１の分周器６で1/3分周され
た周波数126_Hのパルスが分周器２９，３０，３
１に導かれ、スイツチ３２に周波数_Hの分周_H信
号が導かれる。この場合、最終段の分周器３１の
分周比が１／６と偶数となるためスイツチ３２に
導かれる分周_Hのデユーテイをほぼ50％とするこ
とができる。したがつて、この分周_Hをスイツチ
３２を介して位相比較用分周_Hとして位相比較器
８に導く。また、夫々の分周器２９，３０，３１
からデコーダ３３に或る位相のパルスが導かれ、
ここで最適な電流制限用分周_H３ｃにデコードさ
れ、位相比較器８に導かれる。この結果、NTSC
時に、例えば第３図のような最適な分周_Hを得、
最適なAFC特性を得ることができる。

一方、PAL時では、例えばVCO５の発振周波
数を375_Hとすると、第１の分周器６６で1/3分周
された周波数125_Hのパルスが分周器２９，３０，
３１に導かれる。この場合、最適段の分周器３１
の分周比は１／５と奇数となるため、分周器３１
からスイツチ３２に導かれる分周_Hのデユーテイ
は50％とならず、ほぼ40％となる。したがつて、
この分周_HをNTSC同様に位相比較用分周_H３ｂ
として用いることは適さない。第９図の例では分
周器２９，３０，３１からデコーダ３３に導かれ
たパルスにより、デユーテイがほぼ50％で水平同
期信号３ｄとの位相関係が、ほぼ第３図のように
なるパルスをデコードし、スイツチ３２を介して
位相比較器８に位相比較用分周_Hとして導かれ
る。また、NTSCとPALとで分周器２９，３０，
３１の分周比が異なるため、デコーダに導かれる
パルス位相が異なり、電流制限用分周_Hも異なつ
たものとなる。したがつて、デコーダをNTSCと
PALとで切換え、PAL時に最適な電流制限用分
周_H３ｃをデコードし、位相比較器８に導かれ
る。この結果、PAL時においてもNTSC時同様
に最適なAFC特性を得ることができる。

第１０図は、第９図のAFC回路における夫々
の分周６，２９，３０，３１とスイツチ３２とデ
コーダ３３の具体的な回路の一実施例である。第
１０図において、３４〜５０はフリツプフロツ
プ、５１〜６４はNAND回路、６５〜６９は
AND回路、７０〜７３はインバータ回路、７５
はVCO５出力信号の入力端子、７６はPAL
“High”、NTSC“Low”の制御信号の入力端子、
７７はNTSC“High”、PAL“Low”の制御信号
の入力端子、７８は位相比較用分周_Hの出力端
子、７９は電流制限用分周_Hの出力端子である。
第９図の詳細な動作説明は省くが、第９図の第１
の分周回路６はフリツプフロツプ３４，３５で、
分周回路２９はフリツプフロツプ３６〜３９で、
分周回路３０はフリツプフロツプ４０〜４２で、
分周器３１はフリツプフロツプ４３〜４５で、デ
コーダ３３はフリツプフロツプ４６〜５０で構成
される。入力端子７５からのVCO５の出力信号
は各フリツプフロツプで分周され、NTSC時には
フリツプフロツプ４３からデユーテイがほぼ50％
の分周_Hが、PAL時にはフリツプフロツプ４９
からデユーテイがほぼ50％の分周_Hが夫夫OR回
路７４に導かれ、夫々のモードでの位相比較用分
周_H３ｂとして出力端子７８に導かれる。また、
NTSC時にはフリツプフロツプ４１からのパルス
が、PAL時にはフリツプフロツプ４８からのパ
ルスが夫々フリツプフロツプ５０に導かれ、デコ
ードされて電流制限用分周_H３ｃとして出力端子
７９に導かれる。

以上は、VCO５の発振周波数がNTSC楠
378_H、PAL時375_Hに切換えられるAFC回路の
場合について説明したが、本発明は上記の場合の
みに限定されるものではなく、例えばNTSC時
378_H、PAL時381_Hの場合にも適用でき、特に
VCOの周波数について限定するものではない。

本発明を用いたAFC回路の他の一実施例を第
１１図に示す。第１１図の一実施例が第２図と異
なる点は、分周器２１から位相比較器２２に導か
れる分周_Hとして、デユーテイがほぼ50％の位相
比較用分周_H３ｂのみを用いることである。この
場合、入力端子１９から導かれる基準となる水平
同期信号と同期した水平パルス３ｄのパルス幅を
第２図の例よりも広く設ける方が良い。これは、
第２図のように電流制限用分周_Hを設けることで
検波感度を切換えていないため、AFCの引込み
範囲が劣化するためである。また、この場合、第
２図の例に比べてAFCの引込み速度も劣化する。
しかし、AFC特性は劣化するがAFC回路として
用いることは可能であり、本発明では、NTSCと
PALとでVCO２０の発振周波数を夫夫N₁・_Hと
N₂・_Hに切換える場合に、分周器２１から位相
比較器２２に導かれる位相比較用分周_Hのデユー
テイを共にほぼ50％とし、かつ位相関係がほとん
ど変化しないように選ぶ。

第１２図は、第１１図の一実施例の各部の信号
波形例であり、これにより、本発明を用いない場
合の不都合について説明する。

例えば、NTSC時のVCO２０の発振周波数が
N₁・_Hで、AFCがロツクしている場合の位相比
較用分周_Hを３ｂ、入力端子１９からの水平パル
スを３ｄとする。この場合、位相比較用分周_Hの
デユーテイはほぼ50％であり、かつ位相比較用分
周_H３ｂのエツジ部が水平パルス３ｄのゲート期
間のほぼ中心に位置するように選ばれているた
め、AFCの引込み範囲および引込み速度が最適
に選ばれる。この場合の検波特性の一例を第１３
図に示す。

一方、PAL時のVCO２０の発振周波数がN₂・
_Hに切換わり、位相ロツクしている場合の位相比
較用分周_Hを３b′とすると、位相比較用分周_H３
b′のデユーテイは50％からずれるためにAFCの
引込み速度が劣化する。

したがつて、本発明では、このようなAFCの
引込み速度の劣化が抑圧される。

本発明を用いたAFC回路の他の一実施例を第
１４図に示す。第１４図の一実施例の特徴は、位
相比較用分周_H３ｂと電流制限用分周_H３ｃの他
に、もう１つ第２の電流制限用分周_H３ｅを設け
ていることである。この一実施例の各部の信号波
形を第１５図に示す。この場合、水平同期信号３
ｄのパルス幅τd、第１の電流制限用分周_H３ｃの
パルス幅τc、第２の電流制限用分周_H３ｅのパル
ス幅をτeとすると、夫々のパルス憤の関係は τd＜τc＜τe＜２・τd ………(3) に選ぶのが望ましい。この一実施例でのAFCの
検波特性の一例を第１６図に示す。検波感度は水
平同期信号３ｄが第１の電流制限用分周_H３ｃの
パルス幅τcおよび第２の電流制限用分周_H３ｅの
パルス幅τeからずれる毎に変化し、図のように３
段階に切換わる。このようにすることで、AFC
の引込み速度を早め、引込み範囲を拡くすること
ができる。しかし、この場合にも、NTSCと
PALとでVCO２０の発振周波数を切換える場合
本発明のように、夫々の分周_Hのデユーテイおよ
び位相関係をNTSCとPALとでほぼ等しい値に
選ぶことで、両モードでのAFC特性の最適化を
図ることができる。

〔発明の効果〕

本発明を用いることにより、NTSCとPALと
でVCOの発振周波数の異なるクロマ信号処理用
のAFC回路を実現することができる。また、本
発明を用いたAFC回路はIC化に適しており、低
コスト化が図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、AFC用のVCOの発振周波数が
NTSCとPALとで異なるクロマ信号処理回路の
一実施例を示すブロツク図、第２図は、本発明を
用いたAFC回路の一実施例を示すブロツク図、
第３図は、第２図の各部信号波形の一例を示す波
形図、第４図は、第２図における位相比較器の具
体的な回路の一実施例を示す回路図、第５図は、
第２図のAFC回路の検波特性の一例を示す特性
図、第６図は、本発明を用いない場合の問題点を
説明する信号波形例を示す波形図、第７図は、本
発明を用いない場合の他の問題点を説明する信号
波形例を示す波形図、第８図は、第７図の問題点
を生じた場合の検波特性の一例を示す特性図、第
９図は、第１図に本発明を用いた場合のAFC回
路の具体的なブロツクの一例を示すブロツク図、
第１０図は、第９図のブロツクの内で各分周器と
スイツチとデコーダの具体的な回路の一実施例を
示す回路図、第１１図は、本発明を用いたAFC
回路の他の一実施例を示すブロツク図、第１２図
は、第１１図の各部の信号波形例を示す波形図、
第１３図は、第１１図のAFC回路の検波特性の
一例を示す特性図、第１４図は、本発明を用いた
AFC回路の他の一実施例を示すブロツク図、第
１５図は、第１４図の各部の信号波形例を示す波
形図、第１６図は、第１４図のAFC回路の検波
特性の一例を示す特性図である。３……水平同期信号またはそれと同期したパル
スの入力端子、４……AFC回路、５，２０……
VCO、６……第１の分周器、７……第２の分周
器、８，２２……位相比較器、２９〜３１……分
周器、３２……スイツチ、３３……デコーダ。

Claims

【特許請求の範囲】１色信号を低域搬送波に変換して記録するビデ
オテープレコーダのクロマ信号処理回路であつ
て、NTSC方式クロマ信号の処理回路に使用され
る場合には第１の発振周波数で発振し、PAL方
式クロマ信号の処理回路に使用される場合には第
２の発振周波数で発振する電圧制御発振器と、電
圧制御発振器の発振出力から比較信号を発生する
比較信号発生手段と、比較信号発生手段からの比
較信号と基準信号とを位相比較する位相比較器
と、位相比較器からの出力信号により該電圧制御
発振器の発振周波数の変化を抑制する手段とから
なり、比較信号発生手段は、発振出力を分周する
分周手段と、分周手段の分周比を上記方式に応じ
て定める設定手段と、いずれの方式の場合でも比
較信号が所定のデユーテイおよび位相をもつよう
に入力信号波形に応じた波形成形作用を行う波形
成形手段とを含むことを特徴とするクロマAFC
回路。２上記分周手段は、多段接続された複数の分周
回路からなり、設定手段は上記複数の分周回路中
の一つの分周回路の出力と上記方式に応じた論理
値との演算を行なつてその演算結果を他の分周回
路に供給する論理演算回路からなり、波形成形手
段は各分周回路からの出力をデコードするデコー
ダからなることを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載のクロマAFC回路。