JPH01180019A - 直流電源装置のクローバ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は直流電源装置の出力端と並列に接続して何ら
かの異常時に出力電圧を瞬時に降下させるクローバ回路
で残留出力電圧の低減化に関するものである。

〔従来の技術〕

第５図は従来の直流電源装置のクローバ回路のｌ　ｆ！
ｌを示すもので（１１は安定化した直流電力を供給する
直流電源装置、（２）はこの直流電源装置（１）の起動
・停止状態を想定するための電源スィッチ、（３）は上
記直流電源装置（１）内で平滑動作を行なう平滑コンデ
ンサ、（４）はクローバ回路の主能動素子であるサイリ
スタ、　＋５１ｆｌ負荷、（６）は上記サイリスタ（４
）の駆動信号に変換するためのトリガパルス発生回路で
おる。また第６図は従来のこの種の回路の動作図を示し
たものでに）は電源スィッチ＋２１８１の起動・停止状
態を想定した図及び外部から与えられるクローバ作動指
令信号■、Ｔの成立状態を想定した図、（イ）ハトリガ
パルス発生回路（６）の出力でらるトリガパルス信号■
、の動作波形図、汐）はサイリスタ（４）の流入電流Ｉ
ＣＩＩの動作波形図、に）は直流電源装置（１）の出力
′電圧■。ｕ７の動作波形図である。これより第５図及
び第６図に基づいて説明する。

従来のこの種の回路においてに、直流電源装置（１）の
出力端に負荷（５）を接続すると共に、一方サイリスタ
（４）のアノード電極を前記出力端のＨ側、カソード電
極を出力端のＬ側に並列に接続する。また、外部から与
えられるクローバ作動指令信号ＶＳｔはトリガパルス発
生回路（６）によってトリガパルス信号■７に変換し、
上記サイリスタ（４）のゲート電極・カソード電極間に
供給する。

ここで、定常動作状態ではクローバ作動指令信号ＶＳｔ
は不成立でおるからトリガパルス信号■アも発生せず、
サイリスタ（４）はターンオフ状態、つまり上記サイリ
スタ（４）のアノード・カソード電極間が等価的に開放
状態となる。したがって電源スィッチ（２１ＳｌがＯＮ
の状態、つまり直流電源装置は）が起動状態の時は負荷
（５）に規定の安定化した直流電圧ｖｏオが供給される
ことになる。また、前記の状態から８１がＯＦＦの状態
、つまり直流電源装置（１）が停止状態に移行した時は
平滑コンデンサ（３）に蓄積され友電荷が負荷（５）に
よって放電される結果、前記直流電圧■。ＩＪ７ハ自然
対数の関数に対応して低下し最終的には０になる。

いまこの様な構成において、第６図の動作図のに）に示
す様に伺らから異常時９例えば直流電源装置（１）の出
力電圧Ｖ。ＵＴが過電圧になった場合とか。

負荷（５）の作動を緊急で停止する場合とか、平滑コン
デンサ（３）に蓄積され次電荷によって負荷（５）の破
壊等が発生する場合、電源スィッチｔ２１ｓｌがＯＮ状
態からＯＦＦ状態に移行すると同時にクローバ作動指令
信号ｖｓＴも不成立から成立状態に移行する。

これによって第６図の（イ）に示す様にトリガパルス発
生回路（６）の出力でらるトリガパルス信号■アは。

前記クローバ作動指令信号ＶＩＩＴ　ｋ波頭微分した電
圧信号となり、サイリスタ（４）はターンオン状態。

つまり上記サイリスタ（４）のアノード・カソード電極
間が等価的に短絡状態となる。したがって平滑コンデン
サ（３）に蓄積された電荷は第６図の（つ）に示す様に
サイリスタ（４）の流入電流ＩＣＢとして急激に放電さ
れる。この結果、第６図のに）に示す様に直流電圧■。

７も対応して低下することになる。

ここで、前記流入電流ＩＣＢはトリガパルス信号■７発
生時点からサイリスタ（４）の保持電流以下になる時点
までの時間ｔ３の期間流れ続け、また前記直流電圧Ｖ。

、Ｔも急激に電圧低下し上記サイリスタ（４）の直流オ
ン電圧と同等の残留出力電圧■。、まで低下する。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、この従来の回路においては伺らかの異常時に
クローバ作動指令信号ＶＳｔにより、直流電源装！（１
）の平滑コンデンサ（３）に蓄積された電荷をサイリス
タ（４）の流入電流ＩＣ１＋として急激に放電嘔せ、直
流電圧Ｖ。ｕｔ’に急激に低下させるが、ここで上記サ
イリスタ（４）の特性として、ピークオン電流が他能動
素子に比べて大きいことによる前記直流電圧■。Ｕ７の
低下速度の高速化ができる反面、直流オン電圧が１．４
ｖ程度あるため残留出力電圧■。Ｓも同等の電圧値とな
る。

この残留出力電圧■。、によって負荷（５）特に半導体
回路網等低電圧大電流型の場合は緊急作動停止ができな
くなること、また上記負荷（５）が不安定動作状態にな
ること、さらに上記負荷（５）の破壊を起こすなどの課
題があった。

この発明は、従来のこの種の回路の課題を解決するため
になされたもので、サイリスタ等の直流オン電圧の制約
に係わらず、クローバ作動指令信号成立後の残留出力電
圧を最小にして負荷等の緊急作動停止の確保や不安定動
作状態を解消し、ま友破壊ヲ防止することを目的とする
。

〔課題′！ｉ−解決するための手段〕

この発明に係わる直流電源装置のクローバ回路は、主ト
ランジスタと゛磁圧検出及びドライブ用の能動・受動素
子群とによる副クローバ回路を設け。

この副クローバ回路を直流電源装置の出力端に並列に接
続するように構成したものである。

〔作　用〕

この発明においては、クローバ作動指令信号による直流
電源装置の直流電圧低下時に、所定のしきい値電圧に達
した以後側クローバ回路を動作させることによって前記
直流電圧は、サイリスタ等の直流オン電圧の制約に係わ
らず急激に残留電圧が最小となる。

〔実施例〕

第１図はこの発明の一実施例を示す構成図、第２図はこ
の発明の他の実施例を示す回路図、第３図及び第４図は
この発明の詳細な説明するための図であり、以後詳細に
説明する。

第１図で（１）〜（６）は上記従来の装置及び回路と同
一のものであり、（７）は副クローバ回路、（８）は副
クローバ回路（７）で順方向電圧の通過、逆方内篭圧の
阻止を行なうためのダイオード、（９）は放電用の抵抗
器、α（ｌにドライブ用の電力を蓄積するためのコンデ
ンサ、αυ、Ｕはしきい値電圧を設定するための抵抗器
、　Ｃ３１に電流制限のための抵抗器、圓はベース電流
規制のための抵抗器、Ｃ５）ｔｌＰＮＰ型のドライブ用
トランジスタ、Ｃ６）はＮＰＮ型の主トランジスタであ
り、第２図で（８）〜Ｃ１４１は第１図の副クローバ回
路と同一のもので、αりはＮＰＮ型のドライブ用トラン
ジスタ、■はＰＮＰ型の主トランジスタでおる。

また第３図で０′）は電源スィッチ＋２１８１の起動・
停止状態を想定した図及びクローバ作動指令信号■、ア
の成立状態を想定した図、（イ）は直流電源袋！（１）
の出力電圧Ｖ。ＩＪＴ及びコンデンサ（ＩＱ＋の両端電
圧ＶＣの動作波形図である。さらに第４図で（７）、（
イ）は第６図の■、（イ）と同一の想定図、（ｆ／）Ｈ
サイリスタ（４）の流入電流ＩＣ１ｌ及び主トランジス
タｕｅ、ｕｅのコレクタ電流工、の動作波形図、に）は
前記出力′電圧■。Ｕア及び前記両端電圧ｖｃの動作波
形図である。

いまこの様な構成において、第３図の（ａ）の動作図の
（ロ）に示す様にクローバ作動指令信号ＶＩｉＴが不成
立である定常動作状態で電源スィッチ１２１　Ｓ　ｌが
ＯＮ状態になっ九場合、前記動作図の（イ）に示す様に
従来と同じく負荷（５）に規定の安定化した直流電圧Ｖ
ＯＵＴが供給されると共に、一方ダイオード（８）全経
由してコンデンサ０αに前記直流電圧Ｖ。Ｕｌが印加さ
れることにより上記コンデンサαＯの両端電圧■。もほ
ぼ同じ電圧値になる。

また、第３図の（ｂ）の動作図の（７）に示す様に前記
定常動作状態で電源スィッチ（２＋　Ｓ　ｌがＯＦＦ状
態になった場合、前記動作図の（イ）に示す様に従来と
同じく平滑コンデンサ（３）に蓄積された電荷が負荷（
５）によって放電される結果、直流電圧■。ＵＴは自然
対数の関数に対応して低下すると共に、一方コンデンサ
ＣＩＩＪｖｃ蓄積された電荷はほとんど抵抗器（９）に
よって放電されるため上記コンデンサ叫の両端電圧Ｖ、
も自然対数の関数に対応して低下する。

ここで、平滑コンデンサ（３）の静電容量値ｙ　ｃｏ。

負荷（５）の最小等価抵抗値’ｔ−Ｒｔ、コンデンサｔ
ｌｃＩの静電容量値ｋｃｓ、抵抗器（９）の抵抗値をＲ
Ｄとし、これらのパラメータを第ｆｉ＋式に示すように
設定する。

ｃｏＸＲＬ≧Ｃ，Ｘ　ＲＤ・・・・・・・・・・・・叩
・・・・・曲・・曲・・四曲曲　（υたたしＣ８＞Ｃ８
の条件であり、またＣ３ＸＲ，は時定数τ２．Ｃ５ｘＲ
Ｄは時定数τ１である。

これによって前記両端電圧■、は前記直流電圧■。Ｕ、
より常に低い電圧値となるため、ドライブ用トランジス
タ０りのエミッタ・ベース電極間が逆バイアス状態にな
りベース電流は流れない。したがって上記ドライブ用ト
ランジスタα９のエミッタ・コレクタ電極間はカットオ
フ状態となり主トランジスタｕｅのベース電流も流れな
いから、主トランジスタ１６１のコレクタ・エミッタ電
極間もカットオフ状態となる。つまり、クローバ作動指
令信号ＶＳｔが不成立である定常動作状態では副クロー
バ回路（７）は非動作状態のため、従来と同等の特性と
なる。

次に第４図の動作数の（支）に示す様に何らかの異常時
、従来と同じく電源スィッチｔ２１ｓｌがＯＮ状態から
ＯＦＦ状態に、クローバ作動指令信号ｖ１が不成立から
成立状態に同時に移行する。これによって第４図の（イ
）に示す様に従来と同じ動作でトリガパルス信号■１が
発生し、サイリスタ（４）はターンオン状態となって第
４図の汐）に示す様に平滑コンデンサ（３）の蓄積電荷
を上記サイリスタ（４）の流入電流工。おとして急激に
放電し、第４図のに）に示す様に直流電圧Ｖ。ＵＴも対
応して低下することになる。

ここで第４図のに）に示す様に定常動作状態における放
電時定数丁、に対してクローバ回路動作時間ｔ３は非常
に短かいから、コンデンサＵ■の両端電圧ｖｃは直流電
圧Ｖ。ｔｌｌより高い電圧値となり、コンデンサαＯ９
抵抗器Ｑｌｌ〜αゐ、サイリスタ（４）の経路で電流が
流れ始めてドライブ用トランジスタαりのエミッタ・ベ
ース電極間は順バイアス状態になる。前記直流電圧Ｖ。

ｕｔがしきい値電圧■、に達した時点でコンデンサＱ１
．　　ドライブ用トランジスタαシのエミッタ、ベース
、抵抗器（２）、ｕ３．サイリスタ（４）の経路で上記
ドライブ用トランジスタαＳのベース電流が流れるが、
前記しきい値電圧ＶＴＨは＃註ぼ第（２）式に示す関係
となる。

ただし、Ｒ１は抵抗６圓の抵抗値＋Ｒ２は抵抗器■の抵
抗値、０．７はトランジスタのベース・エミッタ間の順
方向電位の固有値であり、ま比抵抗器αＪの抵抗値はＲ
ｌｅＲｌに対して十分小さい値である。

この第（２）式よりしきい値電圧■、は、抵抗器（社）
。

０りによって容易に設定できることがわかる。

したがって上記ドライブ用トランジスタ０Ｓのエミッタ
・コレクタ電極間はオン状態となり、コンデンサ（１０
１，ドライブ用トランジスタａ９のエミッタ。

コレクタ、抵抗器Ｑ４１．主トランジスタαＱのベース
。

エミッタの経路で上記主トランジスタａｅにベース電流
が流れる。この結果、主トランジスタ（ＩＧｌのコレク
タ・エミッタ電極間もオン状態となり、第４図の（つ）
Ｋ示す様に平滑コンデンサ（３）、抵抗器［１３）。

上記主トランジスタｑｅＡのコレクタ、エミッタの経路
でコレクタ電流ＩＴＩＬが流れるが、このＩ？Ｒの最大
値１．ｒユは第（３）式に示すように設定する。

友だし＋　”ＣＭＡＸ　ｔｉｃ主トランジスタ（１６１
定格コネクタ電流、Ｒ１は抵抗器Ｃ１３１の抵抗値であ
る。

なお、主トランジスタｑＧのコレクタ・エミッタ電極間
がオン状態になることによって、この間の′配位差はほ
ぼＯＶＣなるから前記第（２）式は第（４）式に示すよ
うになる。

この第（２）式と第（４）式との比較で明らかなように
正帰還によるヒステリシスが加わるため、前述の一連動
作がより安定となる。

したがって第４図のに）に示す様に直流電圧■。いかし
きい値電圧■、に達した以後、副クローバ回路（７）の
主トランジスタＱ６１のコレクタ電流ＩＴＩによって平
滑コンデンサ（３）の電荷を急激に放電する結果、上記
直流電圧■。いは急＃Ｖ′ｃｏに収束する。

また、第２図の実施例では、ドライブ用トランジスタａ
りのベース電流がコンデンサαＯ，サイリスタ（４）、
抵抗器α３．　Ｑ２１．ドライブ用トランジスタ（１７
）のベース、エミッタの経路、主トランジスタα囚のベ
ース電流がコンデンサαα、主トランジスタｕＱのエミ
ッタ、ベース、抵抗器（１４１，ドライブ用トランジス
タαりのコレクタ、エミッタの経路、主トランジスタ［
１８１のコレクタ電流ＩＴＩが平滑コンデンサ（３）。

主トランジスタ閲のエミッタ、コレクタ、抵抗器（１３
の経路と、第１図の実施例とＶ′ｉ電流の流れる方向が
逆になるのみで動作は全く同一である。

ところで、上記実施例で副クローバ回路に使用している
主トランジスタは電界効果型トランジスタなど同類の能
動素子に置換できることはいうまでもない。

〔発明の効果〕

この発明は以上説明したとおり、トランジスタなど同類
の主能動素子と電圧検出及びドライブ用の能動・受動素
子群による副クローバ回路を設け。

この副クローバ回路を直流電源装置の出力端に並列に接
続することによって、クローバ非作動時は上記直流電源
装置本来の特性を確保すると共に。

一方クローバ作動時は所定のしきい値電圧以後側クロー
バ回路を動作させてサイリスタ等の特性の制約に係わら
ず電圧低下速度が高速で残留電圧が最小な直流電圧出力
となるよう動作する。

したがってこの発明によればクローバ作動時に負荷等の
緊急作動停止の確保や不安定動作の解消や破壊の防止が
でき、かつクローバ非作動時には他の部位に影！！１を
与えないという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を適用した直流電源装置のクローバ回
路の１例を示す図、第２図はこの発明の他の実施例を示
す図、第３図及び第４図はこの発明の詳細な説明するた
めの図、第５図は従来の直流電源装置のクローバ回路図
、第６図は従来の直流電源装置のクローバ回路の動作を
説明するための図である。 図中（１）は直流電源装置、（２）は電源スィッチ、（
３）は平滑コンデンサ、（４）はサイリスタ、（５）は
負荷。 ＋６１ｉ　）　’Ｊガパルス発生回路、　＋７１ｆｌ副
クロ一バ回路。 （８）はダイオード、　（９）Ｈ抵抗器、叫はコンデン
サ。 （Ｉｌｌ〜α４１は抵抗器、（１ωはドライブ用トラン
ジスタ。 αＱは主トランジスタ、α７）はドライブ用トランジス
タ、ａｓｈトランジスタである。 なお９図中同一わるいは相当部分には同一符号を付して
示しである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　線路間に並列に接続されたダイオードとコンデンサの
   直列回路と、前記コンデンサに並列に接続された第１の
   抵抗器と、前記ダイオードと前記コンデンサの接続点に
   エミッタが接続された第１のトランジスタと、前記第１
   のトランジスタのエミッタとベース間に並列に接続され
   た第２の抵抗器と、前記第１のトランジスタのコレクタ
   と第２のトランジスタのベース相当端子間に直列に接続
   された第３の抵抗器と、前記第２のトランジスタのエミ
   ッタ相当端子が前記線路の一端に接続されると共にコレ
   クタ相当端子と線路のもう一方の端間に直列に接続され
   た第４の抵抗器と、前記第１のトランジスタのベースと
   前記第２の抵抗器の接続点と前記第２のトランジスタの
   コレクタ相当端子と前記第４の抵抗器の接続点との間に
   直列に接続された第５の抵抗器とによる副クローバ回路
   を備え、前記副クローバ回路と別に備える主クローバ回
   路とを直流電源装置の出力端に並列に接続するように構
   成したことを特徴とする直流電源装置のクローバ回路。