JPH01188145A - 干渉補償回路 - Google Patents
干渉補償回路Info
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- JPH01188145A JPH01188145A JP63012084A JP1208488A JPH01188145A JP H01188145 A JPH01188145 A JP H01188145A JP 63012084 A JP63012084 A JP 63012084A JP 1208488 A JP1208488 A JP 1208488A JP H01188145 A JPH01188145 A JP H01188145A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ディジタル通信に係り、特に、他方式のディ
ジタル信号から受けた干渉を、受信したディジタル信号
の中から除去するようにした干渉補償回路に関する乙の
である。
ジタル信号から受けた干渉を、受信したディジタル信号
の中から除去するようにした干渉補償回路に関する乙の
である。
従来の干渉補償回路の構成例（例えば、特願昭ＧＯ−２
８７８８−号参照）を第６図に示す。
８７８８−号参照）を第６図に示す。
以下、第６図について説明する。
主信号受信用の主アンテナｌから受信した主信号（ここ
ではディジタル信号を考える）は、他方式からの干渉を
受けている。この主信号は、必要に応じて帯域通過フィ
ルタ２を通った後、周波数変換器３と局部発振器７によ
り中間周波数帯に周波数変換される。
ではディジタル信号を考える）は、他方式からの干渉を
受けている。この主信号は、必要に応じて帯域通過フィ
ルタ２を通った後、周波数変換器３と局部発振器７によ
り中間周波数帯に周波数変換される。
一方、干渉の源となる信号は、補助アンテナ４を用いて
受信され、必要に応じてそのＳ／Ｎを改善するための帯
域通過フィルタ５を通した後、主信号と共通の局部発′
＆″？３７を用いて、周波数変換器６により中間周波数
帯に周波数変換される。
受信され、必要に応じてそのＳ／Ｎを改善するための帯
域通過フィルタ５を通した後、主信号と共通の局部発′
＆″？３７を用いて、周波数変換器６により中間周波数
帯に周波数変換される。
この干渉信号は、位相を可変する可変位相回路８と、振
幅を可変する可変振幅回路ｌＯに通され、主信号中にも
れ込んだ干渉成分と逆位相、等振幅の補償信号とされ、
加算器ＩＩにより主信号と加算されて、主信号にもれ込
んだ干渉成分を消去する。
幅を可変する可変振幅回路ｌＯに通され、主信号中にも
れ込んだ干渉成分と逆位相、等振幅の補償信号とされ、
加算器ＩＩにより主信号と加算されて、主信号にもれ込
んだ干渉成分を消去する。
上記可変位相回路８および可変振幅回路１０の制御は、
以下のように行われる。
以下のように行われる。
加算器ｌｌで主信号に補償信号を加算した後、残留する
干渉成分の同相および直交成分を検出するため、加算後
の主信号を復調器１００に通す。
干渉成分の同相および直交成分を検出するため、加算後
の主信号を復調器１００に通す。
復調器１００では主信号から再生した基準搬送波２０を
用い、この２１（檗搬送波２０を９０度移相器２１を介
して直交位相検波回路１２に供給するとともに、直交位
相検波回路！３に直接供給し、検波回路１２から主信号
の直交成分を得、検波回路１３から主信号の同相成分を
得る。
用い、この２１（檗搬送波２０を９０度移相器２１を介
して直交位相検波回路１２に供給するとともに、直交位
相検波回路！３に直接供給し、検波回路１２から主信号
の直交成分を得、検波回路１３から主信号の同相成分を
得る。
上記各成分信号は、高調波除去フィルタ１４゜１５を通
した後、残留干渉成分を検出する誤差信号発生回路１０
２，１０３に通ずことにより、直交成分の誤差信号ｅＱ
、および同相成分の誤差信号ｃ１が得られる。すなわち
、識別回路１Ｇの入出力差を減算器１８により演算し、
これを直交成分の誤差信号ｅ０とするとともに、識別回
路１７の人出力差を減算器１９により演算し、同相成分
の誤差信号ｅ、とする。
した後、残留干渉成分を検出する誤差信号発生回路１０
２，１０３に通ずことにより、直交成分の誤差信号ｅＱ
、および同相成分の誤差信号ｃ１が得られる。すなわち
、識別回路１Ｇの入出力差を減算器１８により演算し、
これを直交成分の誤差信号ｅ０とするとともに、識別回
路１７の人出力差を減算器１９により演算し、同相成分
の誤差信号ｅ、とする。
一方、干渉信号は、可変位相回路８を通った後、分配器
９によって二分され、その一方は」二連したように可変
振幅回路ＩＯに供給され、他方は、干渉信号を同相成分
と直交成分に分解するための直交位相検波回路２２．２
３に供給される。
９によって二分され、その一方は」二連したように可変
振幅回路ＩＯに供給され、他方は、干渉信号を同相成分
と直交成分に分解するための直交位相検波回路２２．２
３に供給される。
ここで、主信号用復調器と同様にして同相成分と直交成
分に分けられた干渉信号は、高調波除去フィルタ２４．
２５に通された後、識別回路２７゜２８に通されて２値
化される。
分に分けられた干渉信号は、高調波除去フィルタ２４．
２５に通された後、識別回路２７゜２８に通されて２値
化される。
上述した同相および直交成分の誤差信号ｅｔ。
ｅ９と、２値化された同相および直交成分の干渉信号ａ
＋、ａｑは、制御回路ｌｏｔに送られ、これらの相関が
とられる。
＋、ａｑは、制御回路ｌｏｔに送られ、これらの相関が
とられる。
すなわち、同相成分どうし、または直交成分どうしの排
他的論理和（ＥＸ−０１１）が、排他的論理和回路２９
．３０によってとられ、これらの信号を抵抗３３．３４
を介して積分器３８に通ずことにより、可変振幅回路１
０の制御信号を形成する。
他的論理和（ＥＸ−０１１）が、排他的論理和回路２９
．３０によってとられ、これらの信号を抵抗３３．３４
を介して積分器３８に通ずことにより、可変振幅回路１
０の制御信号を形成する。
また、同相成分と直交成分、または直交成分と同相成分
の排他的論理和か、排他的論理和回路３１゜３２によっ
てとられ、これらの信号を抵抗３６゜３５を介して積分
器３７に通すことにより、可変位相回路８の制御信号を
形成する。
の排他的論理和か、排他的論理和回路３１゜３２によっ
てとられ、これらの信号を抵抗３６゜３５を介して積分
器３７に通すことにより、可変位相回路８の制御信号を
形成する。
以上説明した従来方式は、干渉信号の１タツプの振幅及
び位相のみを調整しているため、干渉信号に周波数特性
を生じるような場合、十分な干渉ｈｌ？償効果が得られ
ないという欠点があった。
び位相のみを調整しているため、干渉信号に周波数特性
を生じるような場合、十分な干渉ｈｌ？償効果が得られ
ないという欠点があった。
づ°なわら、干渉信号が狭帯域信号の場合、あるいは干
渉信号がもつ周波数特性の影響が生じない場合にはを効
であるが、干渉信号が広帯域信号で周波数特性の影響が
生じる場合は、従来方式の効果は少ないという欠点があ
った。
渉信号がもつ周波数特性の影響が生じない場合にはを効
であるが、干渉信号が広帯域信号で周波数特性の影響が
生じる場合は、従来方式の効果は少ないという欠点があ
った。
本発明は、このような背景の下になされたもので、上記
欠点を改善し、干渉信号の周波数特性の影響が生じる場
合でも、補償効果のある干渉補償回路を提供することを
目的とする。
欠点を改善し、干渉信号の周波数特性の影響が生じる場
合でも、補償効果のある干渉補償回路を提供することを
目的とする。
」二足課題を解決するために、この発明は、主信号を受
信するだめの主アンテナと、干渉信号を受信するための
補助アンテナと、該ｈｌｉ助アンテナから得られた干渉
信号が供給される複数のタップ付遅延回路を備えた可変
結合器と、 該可変結合器の出力と主信号とを加算する加算器と、 前記主信号から再生した基準搬送波により、前記加算器
の出力を同相成分と直交成分に分解する直交位相検波器
と、 前記補助アンテナからの干渉信号を、前記基準搬送波に
より検波する位相検波器と、 前記直交位相検波器の出力に接続された第１および第２
の誤差信号発生回路と、 前記位相検波器の出力に接続された２値識別回路と、 該２値識別回路の出力とｎｑ記第１、第２の誤差信号発
生回路の出力とを乗算する乗算器および該乗算器の出力
を積分する積分器によって構成され、前記可変結合器に
重み付け制御信号を供給する可変結合器制御回路と を具備することを特徴とする。
信するだめの主アンテナと、干渉信号を受信するための
補助アンテナと、該ｈｌｉ助アンテナから得られた干渉
信号が供給される複数のタップ付遅延回路を備えた可変
結合器と、 該可変結合器の出力と主信号とを加算する加算器と、 前記主信号から再生した基準搬送波により、前記加算器
の出力を同相成分と直交成分に分解する直交位相検波器
と、 前記補助アンテナからの干渉信号を、前記基準搬送波に
より検波する位相検波器と、 前記直交位相検波器の出力に接続された第１および第２
の誤差信号発生回路と、 前記位相検波器の出力に接続された２値識別回路と、 該２値識別回路の出力とｎｑ記第１、第２の誤差信号発
生回路の出力とを乗算する乗算器および該乗算器の出力
を積分する積分器によって構成され、前記可変結合器に
重み付け制御信号を供給する可変結合器制御回路と を具備することを特徴とする。
本発明は、複数のタップ付遅延回路を備えた可変結合器
と、各タップに接続された各可変結合器を制御する可変
結合器制御回路に特徴があり、従来のように１個の可変
結合器の場合と大きく異なっている。
と、各タップに接続された各可変結合器を制御する可変
結合器制御回路に特徴があり、従来のように１個の可変
結合器の場合と大きく異なっている。
［作用］
上記構成によれば、干渉信号が遅延回路により遅延され
、遅延回路の各タップからの出力が可変結合器に供給さ
れて重み付け制御が行われる。このように、時間間隔を
有する干渉信号を扱うことにより、干渉信号の周波数特
性の影響を含んだ補償信号を形成することができるから
、周波数特性をもつ干渉成分を主信号から除去すること
ができる。
、遅延回路の各タップからの出力が可変結合器に供給さ
れて重み付け制御が行われる。このように、時間間隔を
有する干渉信号を扱うことにより、干渉信号の周波数特
性の影響を含んだ補償信号を形成することができるから
、周波数特性をもつ干渉成分を主信号から除去すること
ができる。
以下、図面を参照して、この発明の詳細な説明する。
第１図は、この発明の第１実施例の構成を示すブロック
図である。
図である。
主信号受信用の主アンテナ１から受信した主信号は、必
要に応じて帯域通過フィルタ２を通した後、周波数変換
器３により中間周波数帯に周波数変換される。
要に応じて帯域通過フィルタ２を通した後、周波数変換
器３により中間周波数帯に周波数変換される。
一方、干渉源の信号は、補助アンテナ４を用いて受信し
、必要に応じてそのＳ／Ｎを改善するための帯域通過フ
ィルタ５を通し、主信号と共通の局部発振器７を用いて
、周波数変換器６により中間周波数に周波数変換される
。
、必要に応じてそのＳ／Ｎを改善するための帯域通過フ
ィルタ５を通し、主信号と共通の局部発振器７を用いて
、周波数変換器６により中間周波数に周波数変換される
。
周波数変換器６の出力は、可変結合器ＶＣに入力される
。この可変結合器ＶＣは、遅延時間がＴ（′ｒはデータ
周期）の遅延回路４２．４２からなる３タツプの遅延回
路と、遅延回路の各タップに入力が接続された分配器４
１と、各分配器４１の２つの出力にそれぞれ接続された
乗算器４０と、２つの乗算器４０の出力を合成して出力
する９０度合成４ｓ９と、各９０度合成４ａ９の出力を
加算する加算器１１ａとで構成され、加算器１１ａから
補償信号を出力する。この補償信号は、加算器１！に供
給されて、周波数変換器３から出力されて遅延調整線τ
１に通された主信号と加算され、主信号に含まれる干渉
成分を打ち消すようになっている。なお、上記遅延調整
線τ１は、主信号系と干渉信号系との時間合わせを行っ
ている。
。この可変結合器ＶＣは、遅延時間がＴ（′ｒはデータ
周期）の遅延回路４２．４２からなる３タツプの遅延回
路と、遅延回路の各タップに入力が接続された分配器４
１と、各分配器４１の２つの出力にそれぞれ接続された
乗算器４０と、２つの乗算器４０の出力を合成して出力
する９０度合成４ｓ９と、各９０度合成４ａ９の出力を
加算する加算器１１ａとで構成され、加算器１１ａから
補償信号を出力する。この補償信号は、加算器１！に供
給されて、周波数変換器３から出力されて遅延調整線τ
１に通された主信号と加算され、主信号に含まれる干渉
成分を打ち消すようになっている。なお、上記遅延調整
線τ１は、主信号系と干渉信号系との時間合わせを行っ
ている。
可変結合器ＶＣ内の乗算器４０の制御は、以下のように
行われる。
行われる。
まず、主信号に残留する干渉成分の同相及び直交成分を
検出するために、加算器１１の出力を復卵１器１００に
通ず。復調器１００では、主信号から再生した基準搬送
波２０を用い、これを９０度位移相器２１を通して直交
位相検波回路１２に供給するとともに、直交位相検波回
路１３に直接供給し、検波回路１２から主信号の直交成
分を得、検波回路１３から同相成分を得る。これらの信
号は、高調波除去フィルタ１４．１５を通した後、残留
干渉成分を検出する誤差信号発生回路Ｉ０２゜１０３に
通ずことにより、直交成分の誤差信号ＱＱおよび同相成
分の誤差信号ｅ１が得られる。
検出するために、加算器１１の出力を復卵１器１００に
通ず。復調器１００では、主信号から再生した基準搬送
波２０を用い、これを９０度位移相器２１を通して直交
位相検波回路１２に供給するとともに、直交位相検波回
路１３に直接供給し、検波回路１２から主信号の直交成
分を得、検波回路１３から同相成分を得る。これらの信
号は、高調波除去フィルタ１４．１５を通した後、残留
干渉成分を検出する誤差信号発生回路Ｉ０２゜１０３に
通ずことにより、直交成分の誤差信号ＱＱおよび同相成
分の誤差信号ｅ１が得られる。
一方、干渉信号も、干渉信号系と主信号系との時間合わ
せを行う遅延調整線τ、を介して、復調ＦＪ Ｉ ＯＯ
に送られて゛復調される。すなわち、復調器１００は、
主信号と共通の基準搬送波２０を用い、これを９０度移
相器２６を通して直交位相検波回路２２に供給するとと
もに、直交位相検波回路２３に直接供給し、検波回路２
２から干渉信号の直交成分を得、検波回路２３から同相
成分を得る。それぞれの成分信号は、高調波除去フィル
タ２４．２５を通過した後、識別回路２７．２８を通し
て２値化され、極性信号ａｑ、ａｔとして出力される。
せを行う遅延調整線τ、を介して、復調ＦＪ Ｉ ＯＯ
に送られて゛復調される。すなわち、復調器１００は、
主信号と共通の基準搬送波２０を用い、これを９０度移
相器２６を通して直交位相検波回路２２に供給するとと
もに、直交位相検波回路２３に直接供給し、検波回路２
２から干渉信号の直交成分を得、検波回路２３から同相
成分を得る。それぞれの成分信号は、高調波除去フィル
タ２４．２５を通過した後、識別回路２７．２８を通し
て２値化され、極性信号ａｑ、ａｔとして出力される。
こうして主信号成分から得られた誤差信号ｅＱ＋ｃＩ、
干渉信号成分から得られ極性信号ａ Ｑｏ ａ １を可
変結合器制御回路４３に入力し、その出力によって、可
変結合器ＶＣの乗算器４０を制御する。
干渉信号成分から得られ極性信号ａ Ｑｏ ａ １を可
変結合器制御回路４３に入力し、その出力によって、可
変結合器ＶＣの乗算器４０を制御する。
第２図は、可変結合器制御回路４３の構成を示すもので
ある。復調器１００より得られた誤差信号ＱＱ、ｅｔと
極性信号ａｇ、ａｘを、遅延回路４２により時間合わせ
し、排他的論理和回路４４および排他的論理和４４ａに
よりこれらの相関をとり、抵抗器４５を通して加算した
後、積分器４６に入力する。
ある。復調器１００より得られた誤差信号ＱＱ、ｅｔと
極性信号ａｇ、ａｘを、遅延回路４２により時間合わせ
し、排他的論理和回路４４および排他的論理和４４ａに
よりこれらの相関をとり、抵抗器４５を通して加算した
後、積分器４６に入力する。
各々の積分器４６からは、複素重み付け制御信号ＣＩ−
＋、 Ｃ１，Ｃｔ−ｔ、（Ｃｔ＝ ｘ ｌ＋ ｊ ’ｊ
υが出力され、これが第１図の乗算器４０に供給され、
乗算器４０が制御される。
＋、 Ｃ１，Ｃｔ−ｔ、（Ｃｔ＝ ｘ ｌ＋ ｊ ’ｊ
υが出力され、これが第１図の乗算器４０に供給され、
乗算器４０が制御される。
第３図は、本発明の第２実施例の構成を示すブ【Ｉツク
図である。この実施例は、上述した第１実施例から、干
渉信号のベースバンド直交成分ａ。
図である。この実施例は、上述した第１実施例から、干
渉信号のベースバンド直交成分ａ。
を除いた構成となっている。
ずなわら、本実施例の可変結合器制御回路４７は、第２
図に示す可変結合器制御回路４３から、」二足ベースバ
ンド直交成分ａ９関係の回路部分を除いた＋１４成とな
っている。
図に示す可変結合器制御回路４３から、」二足ベースバ
ンド直交成分ａ９関係の回路部分を除いた＋１４成とな
っている。
第４図は、この可変結合器制御回路４７の構成を示すも
のであり、ベースバンド同相成分ａ１関係の回路だけか
ら構成され、この同相成分ａ、と誤差信号Ｑｌ、ｅＱと
の相関をとるようになっている。
のであり、ベースバンド同相成分ａ１関係の回路だけか
ら構成され、この同相成分ａ、と誤差信号Ｑｌ、ｅＱと
の相関をとるようになっている。
第５図は、本発明の第３実施例の＋＋？を成を示ずブ〔
１ツク図である。この第３実施例は、第３図に示す第２
実施例の可変結合器（トランスバーザルフィルタ部）の
構成を変えたものである。
１ツク図である。この第３実施例は、第３図に示す第２
実施例の可変結合器（トランスバーザルフィルタ部）の
構成を変えたものである。
すなわち、上記重み付け制御信号Ｘ ｌ−１ｎ Ｘ １
１Ｘ ｌ＊＋をそれぞれの入力とする３つの乗算器４０
の各出力を、１つの加算器１１ａで加算するとともに、
重み付け制御信号３／ ｌ−ｌ＋ ’ｊ ｔ＋ Ｙ Ｉ
＊Ｉをそれぞれの入力とする３つの乗算器４０の各出力
を、他の１つの加算Ｒ３１１ａで加算し、さらに、これ
ら２つの加算器＋１ａの出力を９０度合成４Ａ０で合成
し、この加算結果を可変結合２３ｖｃの出力信号として
出力するようにしたものであり、この出ノＪが加算器ｌ
ｉｔこおいて、主、信号の中間周波信号と加算されるよ
うになっている・。
１Ｘ ｌ＊＋をそれぞれの入力とする３つの乗算器４０
の各出力を、１つの加算器１１ａで加算するとともに、
重み付け制御信号３／ ｌ−ｌ＋ ’ｊ ｔ＋ Ｙ Ｉ
＊Ｉをそれぞれの入力とする３つの乗算器４０の各出力
を、他の１つの加算Ｒ３１１ａで加算し、さらに、これ
ら２つの加算器＋１ａの出力を９０度合成４Ａ０で合成
し、この加算結果を可変結合２３ｖｃの出力信号として
出力するようにしたものであり、この出ノＪが加算器ｌ
ｉｔこおいて、主、信号の中間周波信号と加算されるよ
うになっている・。
なお、上記各実施例において、識別回路、誤差信号発生
回路を実現する一方法として、Ａ／Ｄ変換器を使用する
ことが可能である。たとえば、主信号が１６ＱＡＭの場
合、復調信号は４値信号となるから、３ビット以上の出
力を有するＡ／Ｄ変換器でザンプリングずれば、第７図
に示すように、最上位ビットが極性信号を表し、上位３
ビツト目が誤差信号を表す２値信号となる。
回路を実現する一方法として、Ａ／Ｄ変換器を使用する
ことが可能である。たとえば、主信号が１６ＱＡＭの場
合、復調信号は４値信号となるから、３ビット以上の出
力を有するＡ／Ｄ変換器でザンプリングずれば、第７図
に示すように、最上位ビットが極性信号を表し、上位３
ビツト目が誤差信号を表す２値信号となる。
また、可変結合器制御回路４３．４７において、極性信
号ａＱ、ａ□は、２値化されたディジタル信号の例を示
したが、２値化する回路は必ずしも必要ではない。この
場合、可変結合器制御回路内のディジタル乗算器（排他
的論理和）の代わりに、アナログ乗算器を用いればよい
。
号ａＱ、ａ□は、２値化されたディジタル信号の例を示
したが、２値化する回路は必ずしも必要ではない。この
場合、可変結合器制御回路内のディジタル乗算器（排他
的論理和）の代わりに、アナログ乗算器を用いればよい
。
以上説明したように、この発明は、可変結合器が）Ｓｔ
数のタップ付遅延線からなる構成のため、干渉信号が広
帯域の場合、あるいは干渉信号に周波数特性が生じる場
合でも、主信号成分に混在する干渉成分を除去できる利
点がある。
数のタップ付遅延線からなる構成のため、干渉信号が広
帯域の場合、あるいは干渉信号に周波数特性が生じる場
合でも、主信号成分に混在する干渉成分を除去できる利
点がある。
第１図は本発明の第１実施例の構成を示すブロック図、
第２図は第１実施例の可変結合２３制御回路４３の構成
を示す回路図、第３図は本発明の第２実施例の構成を示
すブロック図、第４図は第２実施例の可変結合器制御回
路４７の構成を示す回路図、第５図は本発明の第３実施
例の構成を示ずブ【！ツク図、第６図は従来の干渉補償
回路の構成を示ずブ（１ツク図、第７図は４値Ａ／Ｄ変
換器のレベルダイヤを説明するだめの図である。 ｌ・・・・・・アンテナ、２・・・・・・帯域通過フィ
ルタ、３・・・・・・周波数変換器、４・・・・・・補
助アンテナ、５・・・・・・帯域通過フィルタ、６・・
・・・・周波数変換器、７・・・・・・局部発振器、８
・・・・・・可変位相回路、９・・・・・・分配器、１
０・・・・・・可変振幅回路、１１、Ｉｌａ・・・・・
・加算器、 １２．１３，２２．２３・・・・・・直交位相検波器、
＋４．１５．２４．２５・・・・・・高調波除去フィル
タ、２０・・・・・・基檗搬送波、 ２１．２６・・・・・・９０度移相器、＋６．１７，２
７．２８・・・・・・識別回路、１８．１９・・・・・
・減算器、 ２９．３０．３１．３２・・・・・・排他的論理和、３
３．３４．３５．３６・・・・・・抵抗器、３７．３８
・・・・・・積分器、３９・・・・・・９０度合成４．
４０・・・・・・乗算器、４１・・・・・・分配器、４
２・・・・・・遅延回路、４３・・・・・・可変結合器
制御回路、４４・・・・・・排他的論理和、４５・・・
・・・抵抗器、４６・・・・・・積分器、４７・・・・
・・可変結合器制御回路、１００・・・・・・復調器、
１０１・・・・・・制御回路、１０２．１０３・・・・
・・誤差信号発生回路ＶＣ・・・・・・可変結合器。
第２図は第１実施例の可変結合２３制御回路４３の構成
を示す回路図、第３図は本発明の第２実施例の構成を示
すブロック図、第４図は第２実施例の可変結合器制御回
路４７の構成を示す回路図、第５図は本発明の第３実施
例の構成を示ずブ【！ツク図、第６図は従来の干渉補償
回路の構成を示ずブ（１ツク図、第７図は４値Ａ／Ｄ変
換器のレベルダイヤを説明するだめの図である。 ｌ・・・・・・アンテナ、２・・・・・・帯域通過フィ
ルタ、３・・・・・・周波数変換器、４・・・・・・補
助アンテナ、５・・・・・・帯域通過フィルタ、６・・
・・・・周波数変換器、７・・・・・・局部発振器、８
・・・・・・可変位相回路、９・・・・・・分配器、１
０・・・・・・可変振幅回路、１１、Ｉｌａ・・・・・
・加算器、 １２．１３，２２．２３・・・・・・直交位相検波器、
＋４．１５．２４．２５・・・・・・高調波除去フィル
タ、２０・・・・・・基檗搬送波、 ２１．２６・・・・・・９０度移相器、＋６．１７，２
７．２８・・・・・・識別回路、１８．１９・・・・・
・減算器、 ２９．３０．３１．３２・・・・・・排他的論理和、３
３．３４．３５．３６・・・・・・抵抗器、３７．３８
・・・・・・積分器、３９・・・・・・９０度合成４．
４０・・・・・・乗算器、４１・・・・・・分配器、４
２・・・・・・遅延回路、４３・・・・・・可変結合器
制御回路、４４・・・・・・排他的論理和、４５・・・
・・・抵抗器、４６・・・・・・積分器、４７・・・・
・・可変結合器制御回路、１００・・・・・・復調器、
１０１・・・・・・制御回路、１０２．１０３・・・・
・・誤差信号発生回路ＶＣ・・・・・・可変結合器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 主信号を受信するための主アンテナと、 干渉信号を受信するための補助アンテナと、該補助アン
テナから得られた干渉信号が供給される複数のタップ付
遅延回路を備えた可変結合器と、 該可変結合器の出力と主信号とを加算する加算器と、 前記主信号から再生した基準搬送波により、前記加算器
の出力を同相成分と直交成分に分解する直交位相検波器
と、 前記補助アンテナからの干渉信号を、前記基準搬送波に
より検波する位相検波器と、 前記直交位相検波器の出力に接続された第１および第２
の誤差信号発生回路と、 前記位相検波器の出力に接続された２値識別回路と、 該２値識別回路の出力と前記第１、第２の誤差信号発生
回路の出力とを乗算する乗算器および該乗算器の出力を
積分する積分器によって構成され、前記可変結合器に重
み付け制御信号を供給する可変結合器制御回路と を具備することを特徴とする干渉補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63012084A JPH0773224B2 (ja) | 1988-01-22 | 1988-01-22 | 干渉補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63012084A JPH0773224B2 (ja) | 1988-01-22 | 1988-01-22 | 干渉補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01188145A true JPH01188145A (ja) | 1989-07-27 |
| JPH0773224B2 JPH0773224B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=11795719
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63012084A Expired - Fee Related JPH0773224B2 (ja) | 1988-01-22 | 1988-01-22 | 干渉補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0773224B2 (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57170643A (en) * | 1981-04-15 | 1982-10-20 | Nec Corp | Eliminating circuit for cross polarization interference |
| JPS62147818A (ja) * | 1985-12-23 | 1987-07-01 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 干渉補償回路 |
-
1988
- 1988-01-22 JP JP63012084A patent/JPH0773224B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57170643A (en) * | 1981-04-15 | 1982-10-20 | Nec Corp | Eliminating circuit for cross polarization interference |
| JPS62147818A (ja) * | 1985-12-23 | 1987-07-01 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 干渉補償回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0773224B2 (ja) | 1995-08-02 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |