JPH0710050B2 - 干渉補償回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタルまたはアナログの信号伝送に利用す
る。特に、他の伝送系からの干渉信号を除去する干渉補
償回路に関する。

〔従来の技術〕

第27図は従来例干渉補償回路のブロック構成図である。
この回路は、例えば特開昭62−147818に示された回路と
同等のものである。

主信号受信用の主アンテナ１が受信した主信号（ここで
はディジタル信号とする）は、他の伝送系、例えば他の
伝送方式の信号からの干渉信号を含んでいる。この受信
信号は、帯域通過フィルタ２を介して周波数変換器３に
供給され、この周波数変換器３により中間周波数帯に周
波数変換される。

この一方で、干渉の原因となる信号については、補助ア
ンテナ４を干渉源の方向に向けることにより受信する。
補助アンテナ４の受信信号は、信号対雑音比を改善する
ための帯域通過フィルタ２を通った後に、局部発振器５
から供給される主信号側と共通の局部発振信号を用い
て、周波数変換器３により中間周波数帯に周波数変換さ
れる。

この干渉信号について、可変位相回路６および可変振幅
回路７により位相および振幅を調整し、主信号に混入し
た干渉成分と逆位相かつ等振幅の補償信号を生成する。
この補償信号を加算器８により加算することにより、主
信号に混入した干渉信号成分を除去できる。

可変位相回路６および可変振幅回路７を制御するには、
同相および直交のそれぞれの成分について、誤差信号お
よび干渉信号を得る。

加算器８で補償信号が加算された後の主信号に残留する
干渉成分の同相および直交成分を検出するため、加算器
８の出力を復調器100に供給する。復調器100内の直交位
相検波器12、13は、加算器８の出力について、主信号か
ら再生した基準搬送波10を用いて検波し、同相成分およ
び直交成分に分解する。これらの成分の信号は、高調波
除去フィルタ14、15を介して誤差信号発生回路101、102
に供給される。誤差信号発生回路101、102は、残留干渉
成分を検出し、それぞれ同相成分および直交成分の誤差
信号を発生する。

この一方で、可変位相回路６を通過した干渉信号を分配
器９で二分割し、その一方を可変振幅回路７に出力する
とともに、その他方を直交位相検波器20、21に入力す
る。直交位相検波器20、21は、主信号側の復調器100に
より再生された基準搬送波10を用いて、干渉信号を同相
成分および直交成分に分解する。分解された干渉信号
は、高調波除去フィルタ22、23を経由して識別回路24、
25に供給される。識別回路24、25は、主信号用の復調器
100で得られたタイミング信号を用いて、それぞれ干渉
信号を二値化する。

ここではディジタル処理を行う場合を例に説明している
ため、二値化のために識別回路24、25が必要となる。ア
ナログ処理の場合にはこれらは不要である。

また、誤差信号発生回路101、102の出力をディジタル信
号で出力する場合に、アナログ・ディジタル変換器を使
用することもできる。その場合に、例えば主信号が16QA
M信号の場合には、復調信号が４値信号となるので、３
ビット以上の出力をもつアナログ・ディジタル変換器で
サンプリングする。そのときのディジタル出力を表に示
す。このとき、ディジタル出力は、上位２ビットが識別
結果を示し、上から３ビット目が誤差の方向を示す。し
たがって、上から３ビット目を誤差信号として使用す
る。このとき、上位２ビットのうちの最上位ビットが極
性信号となる。

このようにして得られた誤差信号および干渉信号のそれ
ぞれの同相成分および直交成分について、その相関を求
める。

すなわち、排他的論理和回路26、27により、それぞれ直
交成分どうし、同相成分どうしの排他的論理和を求め、
その出力を抵抗28、29を介して積分器30に供給し、この
積分器30の出力を可変振幅回路７の制御信号とする。ま
た、排他的論理和回路31、32により、同相成分と直交成
分との排他的論理和を求め、その出力を抵抗33、34を介
して積分器35に供給し、この積分器35の出力を可変位相
回路６の制御信号とする。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、従来の干渉補償回路では、干渉信号を得るため
に、干渉信号の原因となる信号を受信する必要があっ
た。すなわち、干渉の原因となる信号だけを受信する補
助アンテナを設ける必要があった。このため、主信号と
干渉信号との伝搬経路が同一である場合には、干渉の原
因となる信号を正確に求めることができず、干渉信号を
除去することができなかった。

本発明は、以上の問題点を解決し、干渉の原因となる信
号を直接得ることができない場合でも十分に干渉信号を
除去できる干渉補償回路を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の干渉補償回路は、主信号に干渉信号が混入した
信号を受信する第一受信回路と、この第一受信回路とは
別系に設けられ上記干渉信号を含む信号を受信する第二
受信回路と、この第二受信回路の出力信号の振幅および
位相を調整する第一調整手段と、この第一調整手段の出
力を第一受信回路の出力信号から減算する第一減算手段
と、この第一減算手段の出力に含まれる干渉信号が十分
小さくなるように第一調整手段を制御する第一制御手段
とを備えた干渉補償回路において、第二受信回路は、第
一受信回路が受信した信号とは異なる伝搬経路を経由し
た信号を受信する構成であり、この第二受信回路に、こ
の第二受信回路が受信した信号の振幅および位相を調整
する第二調整手段と、この第二調整手段の出力から第一
受信回路の出力信号を減算する第二減算手段と、この第
二減算手段の出力に含まれる干渉信号が主信号より十分
大きいレベルとなるように第二調整手段を制御する第二
制御手段とを備えたことを特徴とする。

本明細書において「減算」とは、逆相で加算することを
いう。したがって、第一調整手段または第二調整手段に
おいて位相を逆相に調整する場合には、第一減算手段ま
たは第二減算手段はそれぞれ二つの信号を加算する。ま
た、「加算」とは、同相加算および逆相加算を含むもの
とする。

第一調整手段およびまたは第二調整手段としては、可変
振幅回路および可変位相回路が用いられる。また、これ
らの回路に替えて、直交振幅変調器を用いてもよい。

第一調整手段は、第二減算手段の出力が接続されてもよ
く、第二受信回路の受信信号が接続されてもよい。前者
の場合には、第一受信回路の受信信号から干渉信号を除
去する。後者の場合には、二つの受信信号を干渉信号が
十分小さくなるように加算する。

また、主信号に干渉信号が混入した信号を受信する第一
受信回路と、この第一受信回路とは別系に設けられ上記
干渉信号を含む信号を受信する第二受信回路と、上記第
一受信回路および上記第二受信回路で受信した主信号を
合成する合成回路と、この合成回路の出力を直交検波し
てディジタル信号に変換する第一の直交検波手段と、上
記第一受信回路の出力を直交検波してディジタル信号に
変換する第二の直交検波手段と、上記第二受信回路の出
力を直交検波してディジタル信号に変換する第三の直交
検波手段と、上記第三の直交検波手段の出力の振幅およ
び位相を調整する第一ないし第四の可変結合器と、この
第一ないし第四の可変結合器の出力と上記第二の直交検
波手段の出力とを加算する第一ないし第四の全加算器
と、上記第一ないし第四の加算器の出力の主信号成分を
最小とするように上記第一ないし第四の可変結合器を制
御する可変結合器制御回路と、上記第一ないし第四の全
加算器の出力の振幅および位相を調整する第五ないし第
八の可変結合器と、上記第一直交検波手段の出力とこの
第五ないし第八の可変結合器の出力とを加算する第五な
いし第八の全加算器と、上記第五ないし第八の加算器の
出力する主信号中の干渉成分を消去するように上記第五
ないし第八の可変結合器を制御する可変結合器制御回路
を備えることもできる。

〔作用〕

ひとつの伝搬経路を経由した主信号と干渉信号との位相
差は、通常、他の伝搬経路を経由した位相差と異なって
いる。そこで、複数の伝搬経路について、主信号に干渉
信号が混入した信号をそれぞれ受信する。これらの信号
を互いに逆位相かつ等振幅で合成することにより、純度
の高い干渉信号が得られる。この干渉信号を用いて、受
信信号から干渉信号成分を除去する。

伝搬経路が無線伝送路の場合には、伝搬経路毎にアンテ
ナを設ける。ただし、これらのアンテナを異なる方向に
向ける必要はない。例えば干渉信号源が主信号源と同一
方向の場合には、複数のアンテナを同一方向に向け、そ
れぞれ、干渉信号が混入した主信号を受信する。

〔実施例〕

第１図は本発明第一実施例干渉補償回路のブロック構成
図である。

この干渉補償回路は、主信号に干渉信号が混入した信号
を受信する第一受信回路として主アンテナ１およびその
出力回数を備え、この第一受信回路とは別系に設けられ
干渉信号を含む信号を受信する第二受信回路として補助
アンテナ４およびその出力回路を備え、この第二受信回
路の出力信号の振幅および位相を調整する第一調整手段
として可変振幅回路41および可変位相回路42を備え、こ
の第一調整手段の出力を第一受信回路の出力信号から減
算する第一減算手段として加算器40を備え、この加算器
40の出力に含まれる干渉信号が十分小さくなるように可
変振幅回路41および可変位相回路42を制御する制御回路
106を備える。

ここで本実施例の特徴とするところは、補助アンテナ４
が、主アンテナ１が受信した信号とは異なる伝搬経路を
経由した信号を受信する構成であり、補助アンテナ４の
出力回路に、この補助アンテナ４が受信した信号の振幅
および位相を調整する第二調整手段として可変振幅回路
37および可変位相回路38を備え、この第二調整手段の出
力から第一受信回路の出力信号を減算する第二減算手段
として加算器39を備え、この加算器39の出力に含まれる
干渉信号が主信号より十分大きいレベルとなるように可
変振幅回路37および可変位相回路38を制御する制御回路
105を備える。

主アンテナ１および補助アンテナ４は、それぞれ主信号
送信源の方向に向けられている。ここで、主信号はディ
ジタル信号であるとする。この場合に、干渉源もまた同
一方向にある。このため主アンテナ１および補助アンテ
ナ４は、主信号とともに干渉信号を同時に受信する。

主アンテナ１の受信信号は分配されて加算器39の一方の
入力に供給される。また、補助アンテナ４の受信信号
は、可変振幅回路37および可変位相回路38を経由して加
算器39の他方の入力に供給される。

ここで、加算器39の出力から干渉信号を抽出するには、
加算器39の一方の入力に含まれる主信号が、他方の入力
に含まれる主信号に対して等振幅逆位相となればよい。
このため、補助アンテナ４から受信した受信信号と主ア
ンテナ１から分配された受信信号との相対的振幅および
位相差を制御回路105により検出し、その出力により可
変振幅回路37および可変位相回路38を制御する。これに
より、加算器39の出力に、主信号が相殺されて干渉信号
のみが得られる。

以上により抽出した干渉信号を用いて、主信号に混入し
た干渉信号を除去する。この方法について説明する。

加算器39から出力された干渉信号は、可変位相回路42お
よび可変振幅回路41を経由して加算器40の一方の入力に
供給される。また、加算器40の他方の入力には、主アン
テナ１の受信信号が供給される。ここで、加算器40の出
力から干渉信号を除去するには、加算器40の二つの入力
における干渉信号を等振幅逆位相にする。

このため制御回路106は、加算器39から出力された干渉
信号と、主アンテナ１の受信信号中の干渉成分との相対
的な振幅差および位相差を検出し、干渉信号と干渉成分
とが等振幅逆位相となるように、可変位相回路42および
可変振幅回路41を制御する。

このようにして、干渉信号が混入した信号から干渉信号
を自動的に抽出し、その干渉信号により自動的に干渉補
償を行うことができる。

第２図は本発明第二実施例干渉補償回路のブロック構成
図である。この実施例は、主アンテナ１および補助アン
テナ４ではなく有線伝送路１′を用いた点が第一実施例
と異なる。すなわち、本発明は無線信号だけでなく、有
線信号の場合にも同様に実施できる。

以上の実施例では、本発明の要点を説明するために回路
構成を簡単化して示した。さらに具体的な構成につい
て、以下の実施例で説明する。

第３図は本発明第三実施例干渉補償回路のブロック構成
図である。

この干渉補償回路は、主信号に干渉信号が混入した信号
を受信する第一受信回路として主アンテナ１、帯域通過
フィルタ２、周波数変換器３および局部発振器５を備
え、この第一受信回路とは別系に設けられ干渉信号を含
む信号を受信する第二受信回路として補助アンテナ４、
帯域通過フィルタ２、周波数変換器３および第一受信回
路と共通の局部発振器５を備え、この第二受信回路の出
力信号の振幅および位相を調整する第一調整手段として
可変位相回路６′および可変振幅回路７′を備え、この
第一調整手段の出力を第一受信回路の出力信号から減算
する第一減算手段として加算器８を備え、この第一減算
手段の出力に含まれる干渉信号が十分小さくなるように
可変位相回路６′および可変振幅回路７′を制御する第
一制御手段として位相検波器21、高調波除去フィルタ2
3、識別回路25、復調器100および相関検出回路107を備
える。

補助アンテナ４は、主アンテナ１が受信した信号とは異
なる伝搬経路を経由した信号を受信する。

第二受信回路にはさらに、補助アンテナ４が受信した信
号の振幅および位相を調整する第二調整手段として可変
位相回路６および可変振幅回路７を備え、この第二調整
手段の出力から第一受信回路の出力信号を減算する第二
減算手段として加算器８′を備え、この加算器８′の出
力に含まれる干渉信号が主信号より十分大きいレベルと
なるように可変位相回路６および可変振幅回路７を制御
する第二制御手段として直交位相検波器108、相関検出
回路109、および第一制御手段と共通の位相検波器21、
高調波除去フィルタ23および識別回路25とを備える。

主アンテナ１および補助アンテナ４は、ディジタル形成
の主信号を送信する送信源に向けられている。この主信
号には、干渉信号が漏れ込んでいる。主アンテナ１、補
助アンテナ４の受信信号は、S/Nを改善するための帯域
通過フィルタ２を経由して周波数変換器３に供給され
る。周波数変換器３は、共通の局部発振器５から供給さ
れる局部発振信号を用いて、それぞれの受信信号を中間
周波数帯に変換する。

中間周波数帯に変換された信号は、それぞれ分配器９、
９′に入力される。分配器９の一方の出力は加算器８′
に入力され、分配器９′の一方の出力は可変振幅回路７
および可変位相回路６を介して加算器８′に入力され
る。可変振幅回路７および可変位相回路６は、加算器
８′の二つの入力に含まれる主信号成分が互いに等振幅
逆位相となるようにフィードバック制御される。これに
より、加算器８′の出力には、主信号成分が大幅に減衰
し、主信号に漏れ込んでいた干渉信号が得られる。

このフィードバック制御は、次のように行われる。

主アンテナ１、補助アンテナ４により受信した二つの主
信号を加算器８′により互いに逆位相等振幅となるよう
に加算する。この加算の後に、残留している主信号成分
と加算前の主信号との間で相関検出を行い、その相関量
が最小となるように、可変振幅回路７と可変位相回路６
とを制御し、振幅および位相を調整する。これにより、
合成後に残留する主信号を常に最小にすることができ
る。

なお、加算後に残留する主信号については、干渉補償回
路が開始された時点では主信号が優勢である。しかし、
干渉補償動作が定常動作に進むにしたがって、主信号中
に含まれる干渉信号成分が浮かび上がり、これが干渉信
号として加算器８′から出力される。

具体的には、主信号側の復調器100により再生された基
準搬送波10を用いて加算器８′の出力、すなわち主信号
を除去した後に残留した干渉信号を位相検波器21により
位相検波し、高調波除去フィルタ23により高調波成分を
除去し、この高調波除去フィルタ23の出力を復調器100
で再生したクロック信号36を用いて識別回路25により二
値化する。これにより、二値化された干渉信号が得られ
る。

また、分配器９′の他方の出力は、その信号を同相成分
と直交成分とに分解する直交位相検波器108に入力され
る。この入力は、基準搬送波10を用いて、直交位相検波
器20、21により位相検波される。この位相検波出力は、
高調波除去フィルタ22、23により高調波成分が除去され
た後に、識別回路24′、25′により二値化される。これ
により、二値化された同相成分および直交成分の主信号
が得られる。ここで、識別回路24′、25′は、復調器10
0で再生したクロック信号36を用いて二値化する。

識別回路25′から得られた同相成分の主信号と、これと
相対的に同相関係にある識別回路25から出力された残留
主信号（干渉信号）とを排他的論理和回路27によりディ
ジタル乗算し、その結果を積分器30により積分する。こ
の積分器30の出力により、可変振幅回路７を制御する。

同様に、識別回路24′から出力された直交成分の主信号
と、これと相対的に直交関係にある識別回路25から出力
された残留主信号（干渉信号）とを排他的論理和回路31
によりディジタル乗算し、その結果を積分器35により積
分する。この積分器35の出力により、可変位相回路６を
制御する。

識別回路25、24′、25′は、排他的論理和回路31の動作
を確実にするためのものであり、必ずしも必要なわけで
はない。

以上により、主信号中に混入した干渉信号を自動的に抽
出し、この干渉信号を打ち消すことができる。この場合
に、加算器８′における二つの主信号の遅延時間が一致
するように、少なくとも一方の信号路に遅延回路を設け
ておく。

次に、この干渉信号を用いて、主アンテナ１の受信信号
中に残留する干渉成分を消去する。すなわち、上述の動
作により得られた干渉信号を用いて、可変位相回路６′
および可変振幅回路７′を順次制御し、加算器８によ
り、可変振幅回路７′の出力を分配器９の他方の出力と
加算する。このとき、可変振幅回路７′の出力信号は、
分配器９から出力される主信号中に混入した干渉信号成
分とほぼ逆相かつ等振幅となるように制御される。した
がって、加算器８の出力からは干渉信号成分が除去され
る。

可変位相回路６′および可変振幅回路７′の制御につい
て以下に説明する。

加算器８によって合成された主信号は、復調器100に入
力される。復調器100では、主信号から再生した基準搬
送波10を用い、直交位相検波器12、13により上記主信号
を直交検波し、その出力信号をそれぞれ高調波除去フィ
ルタ14、15に通すことにより、同相および直交のベース
バンド信号を得る。得られたベースバンド信号は、それ
ぞれ誤差信号発生回路101、102に入力される。誤差信号
発生回路101、102は、それぞれ識別回路16、18と、その
入出力差をとる減算器17、19とから構成され、これらの
減算器17、19から誤差信号が出力される。

なお、主信号として16QAM信号を使用する場合は、誤差
信号発生回路として３ビット以上のアナログ・ディジタ
ル変換器を使用することもできる。16QAM信号を復調す
ると、４値のベースバンド信号が得られる。この４値信
号を３ビット以上の出力を有する識別回路（アナログ・
ディジタル変換回路）に通すと、前掲の表に示したよう
に、その出力のうち上位２ビットは識別信号、上から３
ビット目は誤差信号となるから、この上から３ビット目
以降により誤差信号を得ることができる。

一方、加算器８′から出力されて分配器９を通った干渉
信号は、位相検波器21により基準搬送波10を用いて位相
検波され、高調波除去フィルタ23により高調波成分が除
去され、識別回路25により二値化される。これにより、
二値の干渉信号が得られる。なお、識別回路25は、復調
器100が再生したクロック信号36を用いて二値化動作を
実行する。

次に、復調器100で得られた同相および直交成分の誤差
信号と、識別回路25により二値化された干渉信号との間
で相関検出を行う。すなわち、同相成分の誤差信号と干
渉信号を排他的論理和回路27によりディジタル乗算し、
その出力を積分器30で積分し、その出力により可変振幅
回路７′を制御する。一方、直交成分の誤差信号と干渉
信号を排他的論理和回路31によりディジタル乗算し、そ
の出力を積分器35で積分し、その出力信号により可変位
相回路６′を制御する。

こうして、自動的に干渉補償を行うことができる。ここ
では、排他的論理和回路27、31による二値の乗算を例に
示したが、干渉信号の二値化回路は必ずしも必要でな
く、その場合は、排他的論理和回路に替えてアナログ乗
算器を使用する。

第４図は本発明第四実施例干渉補償回路のブロック構成
図である。

この実施例は、主信号の振幅、位相、および干渉信号の
振幅、位相を制御するために、可変振幅回路および可変
位相回路ではなく、直交振幅変調器を用いたことが第三
実施例と異なる。すなわち、第二受信回路の出力信号の
振幅および位相を調整する第一調整手段として直交振幅
変調器111を備え、第二受信回路が受信した信号の振幅
および位相を調整する第二調整手段として直交振幅変調
器110を備える。

直交振幅変調器110は、入力信号を分配する分配器43
と、この分配器43の出力の一方を90度移相する90°移相
器11と、この移相器11の出力の振幅を調整するπ/2相の
両極性可変減衰器45と、分配器43の出力の他方の振幅を
調整する零相の両極性可変減衰器46と、両極性可変減衰
器45、46の出力を合成する加算器44とから構成されてい
る。

直交振幅変調器111も同様に、分配器43と、90°移相器1
1と、両極性可変減衰器45、46と、合成器44とから構成
されている。

直交振幅変調器110内の零相の両極性可変減衰器46は、
相関検出回路109の積分器30の出力によって制御され、
π/2相の両極性可変減衰器45は、積分器35の出力によっ
て制御される。

直交振幅変調器111内の零相の両極性可変減衰器46およ
びπ/2相両極性可変減衰器45も同様に、相関検出回路10
7内の積分器30と積分器35の出力によってそれぞれ制御
される。

第５図は本発明第五実施例干渉補償回路のブロック構成
図である。

この実施例は、相関検出に排他的論理和回路を使用せ
ず、乗算器47、48を用いてアナログ乗算を行うことによ
り制御利得を得る点が第四実施例と異なる。

第６図は本発明第六実施例干渉補償回路のブロック構成
図である。

この実施例は、誤差信号発生回路101、102および識別回
路25、24′、25′に替えて、アナログ・ディジタル変換
器49、50 51、52、53を用いた点が第四実施例と異な
る。

主信号とて16QAMを考える場合に、前掲の表に示したよ
うに、３ビット以上の出力を有するアナログ・ディジタ
ル変換器を用いると、その出力のうち、上位２ビットは
識別結果を示し、上から３ビット目は誤差信号を表す。
そこで、上から３ビット目以降を用いて誤差信号を得る
ことができる。

アナログ・ディジタル変換器49〜53は、主信号復調器10
0で再生したクロック信号36を用いて、それぞれの入力
信号をサンプリングする。そして、干渉信号のベースバ
ンド信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジ
タル変換器51の出力の上から１ビット目（極性信号）
と、アナログ・ディジタル変換器49、50の上から３ビッ
ト目（誤差信号）との間の相関検出を行い、その相関信
号により、直交振幅変調器111の両極性可変減衰器45、4
6を制御する。これにより、干渉信号が除去される。

一方、分配器９′の出力に接続された直交位相検波器10
8のアナログ・ディジタル変換器52、53は、それぞれ直
交成分と同相成分との上から１ビット目（極性信号）を
出力する。この信号とアナログ・ディジタル変換器51の
１ビット目との間で相関検出を行い、その相関信号によ
って直交振幅変調器110を両極性可変減衰器45、46を制
御し、主信号中に混入した干渉信号を抽出する。

第７図は本発明第七実施例干渉補償回路のブロック構成
図である。

この実施例は、抽出した干渉信号を二値化するために、
位相検波器ではなく直交位相検波器108を用い、分配器
９′の出力を二値化するために、直交位相検波器ではな
く位相検波器21と識別回路25′とを用い、それぞれの相
関検出を行う点が第三実施例と異なる。

また、相関検出回路107の構成も少し異なるが、これは
従来例に示した制御回路104と同等の構成である。

第８図は本発明第八実施例干渉補償回路のブロック構成
図である。

この実施例は、抽出した干渉信号を二値化するために直
交位相検波器20、21を用いた点が第三実施例と異なる。
この構成により、第三実施例に比較して回路規模は大き
くなるが、制御利得が２倍となり、制御の応答性、収束
性が良好となる利点がある。

相関検出回路107の構成は第七実施例と同等である。

第９図は本発明第九実施例干渉補償回路のブロック構成
図である。

この実施例は、補助アンテナ４に替えて、スペースダイ
バーシチ受信用の副アンテナ55を共用している点が第四
実施例と異なる。これにより、新たに補助アンテナ４を
設置する必要がなく、アンテナ設置を効率化し、経済化
することができる。なお、移相器56はスペースダイバー
シチ合成位相を調整する移相器である。

第10図は本発明第十実施例干渉補償回路のブロック構成
図である。

この実施例は、主アンテナ１、副アンテナ55をアングル
ダイバーシチ用受信アンテナ57で共用している点が第九
実施例と異なる。これにより、第九実施例の二つのアン
テナ構成に対し、ひとつのアングルダイバーシチ用受信
アンテナ57を用いるので、アンテナ構成を大幅に小型化
できる。

第11図は本発明第十一実施例干渉補償回路のブロック構
成図である。

この実施例は、直交振幅変調器110をトランスバーサル
フィルタ（３タップ構成の例を示す）112に置き換えた
点が第四実施例と異なる。この構成により、主アンテナ
１の受信信号あるいは補助アンテナ４の受信信号に周波
数特性がある場合でも、主信号を打ち消して干渉信号を
抽出することができる。

トランスバーサルフィルタ112は、以下の動作により、
主信号中に混入した干渉信号を抽出する。

補助アンテナ４の受信系の分配器９′を通った主信号
は、複数タップ付遅延回線からなる直交振幅変調器、す
なわち２次元構成のトランスバーサルフィルタ112に入
力され、周波数特性のある主信号の振幅と位相が制御さ
れる。このトランスバーサルフィルタ112は、分配器
９′からの一方の信号出力を分配器58によってさらに分
配し、その一方の出力を同相成分を制御する両極性可変
減衰器59に供給するとともに、その他方の出力を相対的
に直交成分を制御する両極性可変減衰器60に供給し、さ
らに、両極性可変減衰器59、60の出力を加算器61にそれ
ぞれ入力して加算する。

分配器58の出力はさらに、主信号に対してデータのクロ
ック周期Ｔ（またはその整数倍、あるいはその〔1/整
数〕倍）だけ遅らせる遅延回路63を通過し、前述と同等
の分配器58によって分配される。この分配器58により分
配された信号の一方は、同相成分を制御する両極性可変
減衰器59に供給される。他方の信号は、直交成分を制御
する両極性可変減衰器60に供給される。これらの両極性
可変減衰器59、60の出力は、加算器61により加算されて
出力される。

また、二つの遅延回路63により2T遅らせた信号について
も同様に、分配器58により分配され、両極性可変減衰器
59により同相成分が制御され、両極性可変減衰器60によ
り直交成分が制御され、両極性可変減衰器59、60の制御
出力が加算器61により加算されて出力される。加算器61
の各出力は、90°合成器62によって合成されて出力され
る。

一方、主アンテナ１側の受信信号は、分配器９により分
配され、遅延回路63を介して加算器８′に入力され、90
°合成器62の出力と加算される。遅延回路63は、信号の
遅延時間をトランスバーサルフィルタ112の中心タップ
と同じ遅延時間Ｔに補正するためのものである。

加算器８′に入力された二つの主信号は、互いに逆位相
いつ等振幅であり、しかも周波数特性が同一に変換され
るので、両者を加算することにより干渉信号のみが抽出
される。

このように、主アンテナ１より受信した主信号の周波数
特性と、補助アンテナ４より受信した主信号の周波数特
性とについて、トランスバーサルフィルタ112を用い
て、互いに逆位相かつ等振幅で加算することにより、主
信号が大幅に減衰し、その中に含まれていた干渉成分が
大きく浮かび上がってくる。

トランスバーサルフィルタ112の各重み量を制御するた
めには、二つの信号を加算した後に残留する主信号、す
なわち干渉信号と、加算する前の一方の主信号との間で
相関検出を行い、その量が最小となるように、すなわち
加算後の主信号の量が最小となるように、各重み付け回
路（両極性可変減衰器59、60）をフィードバック制御す
る。

この動作を具体的に説明する。

加算器８′の出力は分配器９により分配され、位相検波
器21に入力される。この位相検波器21は、主信号復調器
100で再生された基準搬送波10を用いて、分配器９から
の信号を位相検波する。この検波出力は、高調波除去フ
ィルタ23により高調波成分が除去され、復調器100で再
生したクロック信号36を用いて識別器25により二値化さ
れる。これにより、二値の干渉信号ａが得られる。

また、補助アンテナ４の受信信号は分配器９′により分
配される。分配器９′の一方の出力は、トランスバーサ
ルフィルタ112の中心タップと同じ遅延時間Ｔを補正す
るための遅延回路63を経由し、さらに遅延線τ₂を経由
して直交位相検波器108に供給される。この信号は、復
調器100で再生した基準搬送波10を用いて、直交位相検
波器20、21により位相検波される。

この検波出力は、高調波除去フィルタ22、23により高調
波成分が除去され、復調器100で再生したクロック信号3
6を用いて、識別回路24′、25′により二値化される。
これにより、二値の主信号同相成分a_Iおよび主信号直交
成分a_Qが得られる。

二値化された干渉信号ａおよび二値化された主信号同相
成分号a_Iと主信号直交成分a_Qは、トランスバーサルフィ
ルタ制御回路113に入力される。このトランスバーサル
フィルタ制御回路113の出力C_-1（＝X_-1＋jy_-1）、C
₀（＝X₀＋jy₀）、C₊₁（＝X₊₁＋jy₊₁）により、トランス
バーサルフィルタ112の各両極性可変減衰器59、60が制
御される。

第12図はトランスバーサルフィルタ制御回路113の回路
構成を示す。

例えば両極性可変減衰器59を制御する信号X_-1は、次の
ようにして生成される。排他的論理和回路64の一方の入
力端には、二値化された干渉信号ａが入力され、他方の
入力端には、二値化された主信号同相成分a_Iを遅延回路
63によりＴだけ遅らせた信号が入力される。排他的論理
和回路64はこれらの入力を乗算し、積分器65はその出力
を積分する。これにより相関が検出され、得られた出力
X_-1により、トランスバーサルフィルタ112の同相成分に
関連する両極性可変減衰器59を制御する。

同様に、干渉信号ａと、二値化された主信号直交成分a_Q
を遅延回路63によりＴだけ遅らせた信号とを排他的論理
和回路64に入力して乗算した後に、積分器65により積分
し、その出力y_-1でトランスバーサルフィルタ112の直交
成分に関連する両極性可変減衰器60を制御する。

以下同様に、各両極性可変減衰器59、60は、制御信号C
_-1、C₀、C₊₁によりそれぞれ制御される。その結果、90
°合成器62の出力は、主信号分配器９の出力と周波数特
性が一致し、しかも等振幅かつ逆位相となっている。し
たがって、たとえ受信した二つの入力信号の周波数特性
が異なる場合であっても、両者を合成することにより主
信号がほぼ完全に消去され、その中に残っている干渉成
分が大きく浮かび上がる。これが、干渉信号として加算
器８′から出力される。

本実施例では、遅延線τ₁、τ₂によって相対的なタイミ
ングを調整し、補償効果が最も大きくなるようにする必
要がある。また、加算器８′の入力において、二つの主
信号の間の相対遅延時間を一致させておく必要がある。

なお、トランスバーサルフィルタのタップ数として３タ
ップを例にとって示したが、その数を増していけば、さ
らに干渉信号の抽出精度を上げることができる。

第13図は本発明第十二実施例干渉補償回路のブロック構
成図を示す。

この実施例は、トランスバーサルフィルタ112の遅延回
路63の遅延時間がデータのクロック周期Ｔの1/2となっ
ており、これと同時に、トランスバーサルフィルタ制御
回路113′の遅延回路63′の遅延時間がT/2となっている
点が第十一実施例と異なる。このような構成により、加
算器８′における二つの主信号の間の相対遅延時間を一
致させなくとも補償効果の低下を防ぐことができる。

なお、本実施例ではT/2の遅延回路63′を示したが、Ｔ
の整数分の１の場合も同様に実施できる。

第14図は、T/2の遅延回路63′を用いたトランスバーサ
ルフィルタ制御回路113′の回路構成を示す。

第15図は本発明第十三実施例干渉補償回路のブロック構
成図を示す。

この実施例は、主信号中に混入した干渉信号を打ち消す
ために、干渉信号の振幅、位相を単一タップの直交振幅
変調器111によって調整するのではなく、複数のタップ
付遅延線からなるトランスバーサルフィルタ114を用い
ることが第十一実施例と異なる。この構成により、干渉
信号が広帯域信号でしかも周波数特性を有する場合に
も、十分に干渉信号を除去でき干渉補償回路が得られ
る。

第15図において、加算器８′から出力された干渉信号
は、トランスバーサルフィルタ114を通して加算器８に
供給される。トランスバーサルフィルタ114およびトラ
ンスバーサルフィルタ制御回路115は、上述したトラン
スバーサルフィルタ112およびトランスバーサルフィル
タ制御回路113と同等の構成をもつ。

第16図は本発明第十四実施例干渉補償回路のブロック構
成図を示し、第17図はトランスバーサルフィルタ制御回
路115′の回路構成を示す。

この実施例は、第十三実施例におけるトランスバーサル
フィルタ112、114およびそれを制御するトランスバーサ
ルフィルタ制御回路113、115の代わりに、第十二実施例
に示したトランスバーサルフィルタ112′およびトラン
スバーサルフィルタ制御回路113′（トランスバーサル
フィルタ114′はトランスバーサルフィルタ113′と同じ
構成）を用い、さらにトランスバーサルフィルタ制御回
路115′を用いたことが第十三実施例と異なる。

また、第十三実施例のトランスバーサルフィルタ112に
替えて、第十四実施例のトランスバーサルフィルタ11
2′を用い、これに対応してトランスバーサルフィルタ
制御回路113′を用いることもできる。あるいは、第十
三実施例のトランスバーサルフィルタ114に替えて、第
十四実施例のトランスバーサルフィルタ114′を用い、
これに対応してトランスバーサルフィルタ制御回路11
5′を用いることもできる。

第18図は本発明第十五実施例干渉補償回路のブロック構
成図を示す。

この実施例は、補助アンテナ４の受信信号に含まれる干
渉信号成分の振幅および位相を調節し、主アンテナ１の
受信信号に含まれる干渉信号を消去する点が第一実施例
と異なる。

この干渉補償回路は、主信号に干渉信号が混入した信号
を受信する第一受信回路として主アンテナ１およびその
出力回路を備え、この第一受信回路とは別系に設けられ
干渉信号を含む信号を受信する第二受信回路として補助
アンテナ４およびその出力回路を備え、この第二受信回
路の出力信号の振幅および位相を調整する第一調整手段
として可変振幅回路41および可変位相回路42を備え、こ
の第一調整手段の出力を第一受信回路の出力信号から減
算する第一減算手段として加算器40を備え、この加算器
40の出力に含まれる干渉信号が十分ちいさくなるように
可変振幅回路41および可変位相回路42を制御する第一制
御手段として制御回路106を備える。

ここで、本実施例の特徴とするところは、補助アンテナ
４の出力回路に、補助アンテナ４が受信した信号の振幅
および位相を調整する第二調整手段として可変振幅回路
37および可変位相回路38を備え、この第二調整手段の出
力から第一受信回路の出力信号を減算する第二減算手段
として加算器39を備え、この加算器39の出力に含まれる
干渉信号が主信号より十分大きいレベルとなるように可
変振幅回路37および可変位相回路38を制御する第二制御
手段として制御回路105を備えたことにある。

以下に、主信号に混在している干渉信号を消去する方法
について説明する。

合成器40の出力の中から干渉信号を消去するには、主ア
ンテナ１受信信号中の干渉信号に対し、補助アンテナ４
受信信号中の干渉信号が等振幅かつ逆位相となるように
可変振幅回路41および可変位相回路42を制御する。

したがって、加算器39から出力された干渉信号と、加算
器40の出力に含まれる干渉成分との相関を制御回路106
により検出し、この干渉成分がなくなるように、可変振
幅回路41および可変位相回路42を制御する。なお、加算
器40の出力における主信号電力対干渉信号電力（D/U）
比を主アンテナ１あるいは補助アンテナ４の入力のD/U
比より大きくするためには、可変振幅回路41を補助アン
テナ４側だけでなく、主アンテナ１側あるいは主アンテ
ナ１側と補助アンテナ４側との双方に挿入することもで
きる。

以上により、主信号に混在した干渉信号を自動的に補償
することができる。

以下にこの実施例の具体的な実施例を示す。

第19図は本発明第十六実施例干渉補償回路のブロック構
成図である。

主アンテナ１、補助アンテナ４から受信した信号は、信
号対雑音比を改善するための帯域通過フィルタ２を通過
した後に、共通の局部発振器５からの局部発振信号を用
いて、周波数変換器３によりそれぞれ中間周波数に変換
される。

中間周波数帯に変換された信号は、それぞれ分配器９、
９′に入力される。分配器９の一方の出力は加算器８に
入力される。分配器９′の一方の出力は、分配器66、可
変振幅回路７′および可変位相回路６′を経由して加算
器８′に入力される。可変振幅回路７′および可変位相
回路６′は、分配器９出力の他方の主信号に対し、分配
器９′出力の一方の主信号が等振幅かつ逆位相になるよ
うフィードバック制御される。これにより、加算器８′
の出力では、主信号出力が大幅に減衰し、主信号に混入
した干渉信号が得られる。

次に、主アンテナ１中の干渉信号に対し補助アンテナ４
中の干渉信号が等振幅かつ逆位相となるような制御、す
なわち可変位相回路６および可変振幅回路７の制御につ
いて説明する。

加算器８によって合成された主信号は、復調器100に入
力される。復調器100では、主信号から再生した基準搬
送波10を用い、直交位相検波器12、13により主信号を直
交検波し、その出力信号をそれぞれ高調波除去フィルタ
14、15に通すことにより、同相および直交のベースバン
ド信号を得る。得られたベースバンド信号は、それぞれ
誤差信号発生回路101、102に入力される。誤差信号発生
回路101、102は、それぞれ識別回路16、18と、その入出
力差をとる減算器17、19とから構成され、これらの減算
器17、19から誤差信号が出力される。

一方、加算器８′から出力された干渉信号は、基準搬送
波10を用いて位相検波器21により位相検波され、高調波
除去フィルタ23により高調波成分が除去された後に、識
別回路25により二値化される。これにより、二値の干渉
信号が得られる。識別回路25は、主信号用の復調器100
で再生したクロック信号36を用いて二値化動作を行う。

次に、復調器100で得られた同相および直交成分の誤差
信号と、二値化された干渉信号との間で相関検出を行
う。すなわち、同相成分の誤差信号と干渉信号とを排他
的論理和回路27によりディジタル乗算し、その出力を積
分器30により積分し、その出力により可変振幅回路７を
制御する。一方、直交成分の誤差信号と干渉信号を排他
的論理和回路31によりディジタル乗算し、その出力を積
分器35により積分し、その出力信号により、可変位相回
路６を制御する。

こうして、自動的に干渉補償を行うことができる。

第20図は本発明第十七実施例干渉補償回路のブロック構
成図である。

この実施例は、補助アンテナ４の受信信号の振幅位相を
制御する場合に、第十六実施例では可変振幅回路および
可変位相回路をそれぞれ用いていたのに対し、その部分
に直交振幅変調器を用いることが第十六実施例と異な
る。

すなわち、第十六実施例では、積分器30、35からの相関
出力により、可変振幅回路７、７′、および可変位相回
路６、６′をそれぞれ制御していた。これに対して本実
施例では、直交振幅変調器110、111を用いて同等の動作
を実行する。

直交振幅変調器110は、入力信号を分配する分配器43
と、この分配器43の出力の一方を90度移相する90°移相
器11と、この90°移相器11の出力の振幅を調整するπ/2
相の両極性可変減衰器45と、分配器43の出力の他方の振
幅を調整する零相の両極性可変減衰器46と、この両極性
可変減衰器45、46の出力を加算する加算器44とから構成
されている。

直交振幅変調器111も同様に、分配器43と、90°移相器1
1と、両極性可変減衰器45、46と、加算器44とから構成
されている。

直交振幅変調器110内の零相の両極性可変減衰器46は、
相関検出回路109の積分器30の出力によって制御され
る。π/2相の両極性可変減衰器45は、積分器35の出力に
よって制御される。

他方の直交振幅変調器111内の零相両極性可変減衰器46
およびπ/2相両極性可変減衰器45も同様に、相関検出回
路107内の積分器30と積分器35の出力によってそれぞれ
制御される。

第21図は本発明第十八実施例干渉補償回路のブロック構
成図である。

この実施例は、第十七実施例では補助アンテナ４の受信
信号の振幅および位相を制御するために直交振幅変調器
110、111を用いていたのに対し、その部分に、トランス
バーサルフィルタ112、114を用いた点が第十七実施例と
異なる。この構成により、主アンテナ１あるいは補助ア
ンテナ４の受信信号に周波数特性が生じる場合でも、受
信信号中に混在する干渉信号を消去することが可能とな
る。なおトランスバーサルフィルタ112、114の構成およ
びトランスバーサルフィルタ制御回路113、115の構成
は、第11図、第12図または第15図に示したものと同等で
ある。

第22図は本発明第十九実施例干渉補償回路のブロック構
成図である。

この実施例は、第十八実施例におけるトランスバーサル
フィルタ112、114およびその制御回路113、115の遅延回
路63に替えて、第十四実施例で用いたトランスバーサル
フィルタ112′、114′およびその制御回路113′、115′
を用いた点が第十八実施例と異なる。

第23図は本発明第二十実施例干渉補償回路のブロック構
成図である。

この実施例回路は、第一受信回路の一部として、第一の
直交位相検波器12、13と、この直交位相検波器12、13が
出力する同相成分および直交成分をそれぞれディジタル
化する第一および第二のアナログ・ディジタル変換器4
9、50とを備え、第一調整手段の一部として、第一受信
回路で用いられた局部発振信号の位相を調整して第二受
信回路に局部発振信号を供給することにより第二受信回
路の出力信号の位相を調整する移相器56′を備え、第一
減算手段の一部として、第一の直交位相検波器12、13の
前段に配置されて第一受信回路の受信信号と第二受信回
路の受信信号とを合成する加算器８を備え、第一受信回
路としてさらに、第二の直交位相検波器20、21と、直交
位相検波器20、21の出力する同相成分および直交成分を
それぞれディジタル化する第三および第四のアナログ・
ディジタル変換器51、51′を備え、第二受信回路として
さらに、第三の直交位相検波器20′、21′と、この直交
位相検波器20′、21′の出力する同相成分および直交成
分をそれぞれディジタル化する第五および第六のアナロ
グ・ディジタル変換器52、53とを備え、第二調整手段と
して、アナログ・ディジタル変換器52、53の出力の位相
および振幅を調整する第一ないし第四の可変結合器67〜
70を備え、第二減算手段として、アナログ・ディジタル
変換器51、51′の出力に可変結合器67〜70の出力を加算
する第一ないし第四の全加算器71〜74を備え、第二制御
手段として、アナログ・ディジタル変換器51、51′、5
2、53の出力により可変結合器67〜70を制御する可変結
合器制御回路117を備え、第一調整手段としてさらに、
アナログ・ディジタル変換器51、51′の出力の位相およ
び振幅を調整する第五ないし第八の可変結合器75〜78を
備え、第一減算手段としてさらに、アナログ・ディジタ
ル変換器49、50の出力に可変結合器75〜78の出力を加算
する第五ないし第八の全加算器79〜82を備え、第一制御
手段として、アナログ・ディジタル変換器49、50、51、
51′の出力により可変結合器75〜78を制御する可変結合
器制御回路118を備える。

主信号受信用の主アンテナ１、および補助アンテナ４に
より受信した主信号は、帯域通過フィルタ２を通した後
に、局部発振器５からの局部発振信号を用いて、周波数
変換器３により中間周波数帯に周波数変換される。な
お、局部発振器５と周波数変換器３との間に挿入された
移相器56′は、主アンテナ１および補助アンテナ４によ
り受信された主信号の合成位相を可変するもので、一般
に、合成後の受信電力が最大となるように制御される。

主アンテナ１および補助アンテナ４の受信信号は、加算
器８により合成される。この合成信号は直交位相検波器
12、13に入力され、主信号から再生した基準搬送波10に
より、同相および直交成分に分解される。

また、主アンテナ１の受信信号は直交位相検波器20、21
に入力され、基準搬送波10により、同相および直交成分
に分解される。一方、補助アンテナ４の受信信号は直交
位相検波器20′、21′に入力され、基準搬送波10により
同相および直交成分に分解される。

こうして得られた同相、直交の各成分はそれぞれ、直交
位相検波器12、13、20、21、20′、21′から、高調波除
去フィルタ14、15、22、23、22′、23′を経由して、十
分な量子化精度を有するアナログ・ディジタル変換器4
9、50、51、51′、52、53に供給されてディジタル化さ
れる。アナログ・ディジタル変換器49、50、51、51′、
52、53のサンプリング信号としては、主信号から再生し
たクロック信号を逓倍器36′により２逓倍したクロック
信号が共通に用いられる。

アナログ・ディジタル変換器49、50、51、51′、52、53
から出力された主信号の同相および直交成分から主信号
成分を除去して干渉信号を得るための回路構成について
説明する。

アナログ・ディジタル変換器52の出力信号は、可変結合
器67、69に入力される。これらの可変結合器67、69の出
力と、アナログ・ディジタル変換器51、51′の出力と
は、全加算器71、73でそれぞれ加算される。

同様に、アナログ・ディジタル変換器53の出力信号は、
可変結合器68、70に入力され、これらの出力と全加算器
71、73の出力とが、全加算器72、74によって加算され
る。これらの全加算器72、74の出力から、同相および直
交成分の主信号成分が消去され、干渉信号成分のみの信
号a_I、a_Qを得ることができる。ただし、この干渉信号
a_I、a_Qは、干渉補償制御が開始された時点では主信号成
分が優勢であり、制御が定常状態に入るにしたがって干
渉成分が増加する。

この干渉信号a_I、a_Qをもとにして、主信号中に混入した
干渉成分を消去する。

そのために、全加算器74の出力信号、すなわち直交成分
の干渉信号a_Qは、可変結合器75、77に入力され、可変結
合器75、77の出力とアナログ・ディジタル変換器50、49
の出力とが、全加算器79、80により加算される。

一方、全加算器72の出力信号、すなわち同相成分の干渉
信号a_Iは、可変結合器76、78に入力される。この可変結
合器76、78の出力と、全加算器79、80の出力とが、全加
算器80、82により加算される。これにより、主信号系に
混在する干渉成分と逆位相かつ等振幅の補償信号が作り
出され、この補償信号を主信号系に混在する干渉成分に
加算することにより、この干渉成分を消去することがで
きる。

次に、可変結合器75、76、77、78、67、68、69および70
の制御法について具体的に説明する。

主信号を消去し、干渉信号のみを得るためには、主アン
テナ１で受信した主信号と補助アンテナ４で受信した主
信号とを逆位相かつ等振幅で加算する必要がある。

そのため、上述した各受信信号から得られた同相および
直交成分のベースバンド信号を、可変結合器67、68、69
および70により加算する。この場合に、加算後の同相お
よび直交成分出力、すなわち全加算器72、74の出力a_I、
a_Qは、主信号成分が最小となるように制御されなければ
ならない。

そのためには、加算後の主信号と、加算前の補助アンテ
ナ４または主アンテナ１の出力信号との間で相関検出を
行い、その相関量が最小となるように、可変結合器制御
回路117により、可変結合器67、68、69および70をそれ
ぞれフィードバック制御する。なお、この実施例では、
干渉信号の極性信号a_Q、a_Iと、副アンテナ４により受信
された主信号の極性信号a_Qr、a_Irとにより相関検出を行
うものとする。

このようにして得られた同相および直交成分の干渉信号
をもとに、主信号中に混入した干渉成分を消去する。こ
のためには、可変結合器75、76、77および78を制御す
る。

このためには、全加算器80、82の出力、すなわち干渉補
償後の主信号出力から得られる誤差信号e_Q、e_Iと、全加
算器72、74の出力、すなわち干渉信号の同相および直交
成分とを可変結合器制御回路118に入力し、両者の間で
相関検出を行い、その量が最小になるようにフィードバ
ック制御する。

誤差信号e_I、e_Qは、例えば16QAM方式の場合には、前掲
の表に示したように、上から３ビット目以降のビットに
より誤差信号を得ることができる。ここでは、干渉信号
の極性信号a_Q、a_Iのみを用いて相関検出するものとす
る。

なお、第23図に示す遅延調整線τ₁は、直交位相検波器1
2、13を通過する各信号と、直交位相検波器20、21とを
通過する各信号とが、全加算器79、80、81および82にお
いて、同じ時間で加算されるようにする時間調整用のも
のである。また、遅延調整線τ₂も同様に、直交位相検
波器20、21と直交位相検波器20′、21′とを通過する各
信号が、全加算器71、72、73および74において同じ時間
で加算されるようにするための時間調整用のものであ
る。

第24図は可変結合器の一例を示す回路構成図である。こ
こでは、３タップ構成の遅延回路により構成された例を
示す。

可変結合器は、タップ付遅延回路63′と、これらの各タ
ップに接続された両極性可変減衰器83と、両極性可変減
衰器83の出力を加算する加算器84とから構成され、遅延
回路63′へ入力された信号の振幅を調整して加算器84か
ら出力する。

第25図および第26図は可変結合器制御回路117、118の一
例を示す回路構成図である。

主信号の各誤差信号e_Q、e_I、および干渉信号の各極性信
号a_Q、a_I、あるいは、補助アンテナ４により受信された
主信号の各極性信号a_Qr、a_Ir、a_Q、a_Iを遅延回路63ある
いはT/2遅延回路63′により時間合わせし、排他的論理
和回路64により相関をとり、相関出力を積分器65に入力
して積分し、その出力により可変結合器を制御する。

このように、可変結合器に複数の重み付け回路を用いる
ことにより、主信号、干渉信号が周波数特性を有する場
合でも大きな補償効果を有する。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明の干渉補償回路は、複数の
伝搬経路について、主信号に干渉信号が混入した信号を
それぞれ受信する。これらの信号を主信号について互い
に逆位相かつ等振幅で合成することにより、純度の高い
干渉信号を得る。したがって、干渉信号の原因となる信
号を直接に受信する必要がなく、主信号源と干渉信号源
との方向が同一であっても、干渉の原因となる信号を正
確に求めることができ、受信信号に混入した干渉信号を
高精度に除去できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明第一実施例干渉補償回路のブロック構成
図。 第２図は本発明第二実施例干渉補償回路のブロック構成
図。 第３図は本発明第三実施例干渉補償回路のブロック構成
図。 第４図は本発明第四実施例干渉補償回路のブロック構成
図。 第５図は本発明第五実施例干渉補償回路のブロック構成
図。 第６図は本発明第六実施例干渉補償回路のブロック構成
図。 第７図は本発明第七実施例干渉補償回路のブロック構成
図。 第８図は本発明第八実施例干渉補償回路のブロック構成
図。 第９図は本発明第九実施例干渉補償回路のブロック構成
図。 第10図は本発明第十実施例干渉補償回路のブロック構成
図。 第11図は本発明第十一実施例干渉補償回路のブロック構
成図。 第12図はトランスバーサルフィルタ制御回路の回路構成
を示す図。 第13図は本発明第十二実施例干渉補償回路のブロック構
成図。 第14図はトランスバーサルフィルタ制御回路の回路構成
を示す図。 第15図は本発明第十三実施例干渉補償回路のブロック構
成図。 第16図は本発明第十四実施例干渉補償回路のブロック構
成図。 第17図トランスバーサルフィルタ制御回路の回路構成を
示す図。 第18図は本発明第十五実施例干渉補償回路のブロック構
成図。 第19図は本発明第十六実施例干渉補償回路のブロック構
成図。 第20図は本発明第十七実施例干渉補償回路のブロック構
成図。 第21図は本発明第十八実施例干渉補償回路のブロック構
成図。 第22図は本発明第十九実施例干渉補償回路のブロック構
成図。 第23図は本発明第二十実施例干渉補償回路のブロック構
成図。 第24図は可変結合器の回路構成を示す図。 第25図は可変結合器制御回路の回路構成を示す図。 第26図は可変結合器制御回路の回路構成を示す図。 第27図は従来例干渉補償回路のブロック構成図。 １…主アンテナ、１′…有線伝送路１′、２…帯域通過
フィルタ、３…周波数変換器、４…補助アンテナ、５…
局部発振器、６、６′、38、42…可変位相回路、７、
７′、37、41…可変振幅回路、８、８′39、40、44、6
1、84…加算器、９、９′、43、58…分配器、11…90°
移相器、12、13、20、20′、21、21′、108…直交位相
検波器、14、15、22、23、22′、23′…高調波除去フィ
ルタ、16、18、24、25…識別回路、17、19…減算器、2
6、27、64、31、32、64…排他的論理和回路、28、29、3
3、34…抵抗、30、35、65…積分器、36′…逓倍器、4
5、46、59、60、83…両極性可変減衰器、47、48…乗算
器、49〜53…アナログ・ディジタル変換器、55…副アン
テナ、56、56′…移相器、57…アングルダイバーシチ用
受信アンテナ、61、62…90°合成器、63、63′…遅延回
路、67〜70、75〜78、…可変結合器、71〜82…全加算
器、100…復調器、101、102…誤差信号発生回路、105、
106…制御回路、107、109…相関検出回路、110、111…
直交振幅変調器、112…トランスバーサルフィルタ、11
3、113′、115、115′…トランスバーサルフィルタ制御
回路、117、118…可変結合器制御回路。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】主信号に干渉信号が混入した信号を受信す
   る第一受信回路と、 この第一受信回路とは別系に設けられ上記干渉信号を含
   む信号を受信する第二受信回路と、 この第二受信回路の出力信号の振幅および位相を調整す
   る第一調整手段と、 この第一調整手段の出力を上記第一受信回路の出力信号
   から減算する第一減算手段と、 この第一減算手段の出力に含まれる干渉信号が十分小さ
   くなるように上記第一調整手段を制御する第一制御手段
   と を備えた干渉補償回路において、 上記第二受信回路は、上記第一受信回路が受信した信号
   とは異なる伝搬経路を経由した信号を受信する構成であ
   り、 この第二受信回路に、 この第二受信回路が受信した信号の振幅および位相を調
   整する第二調整手段と、 この第二調整手段の出力から上記第一受信回路の出力信
   号を減算し上記第一調整手段に出力する第二減算手段
   と、 この第二減算手段の出力に含まれる干渉信号が主信号よ
   り十分大きいレベルとなるように上記第二調整手段を制
   御する第二制御手段と を備えた ことを特徴とする干渉補償回路。
2. 【請求項２】主信号に干渉信号が混入した信号を受信す
   る第一受信回路と、 この第一受信回路とは別系に設けられ上記干渉信号を含
   む信号を受信する第二受信回路と、 この第二受信回路の出力信号の振幅および位相を調整す
   る第一調整手段と、 この第一調整手段の出力を上記第一受信回路の出力信号
   から減算する第一減算手段と、 この第一減算手段の出力に含まれる干渉信号が十分小さ
   くなるように上記第一調整手段を制御する第一制御手段
   と を備えた干渉補償回路において、 上記第二受信回路は、上記第一受信回路が受信した信号
   とは異なる伝搬経路を経由した信号を受信して上記第一
   調整手段に出力する構成であり、 この第二受信回路に、 この第二受信回路が受信した信号の振幅および位相を調
   整する第二調整手段と、 この第二調整手段の出力から上記第一受信回路の出力信
   号を減算し上記第一制御手段に出力する第二減算手段
   と、 この第二減算手段の出力に含まれる干渉信号が主信号よ
   り十分大きいレベルとなるように上記第二調整手段を制
   御する第二制御手段と を備えた ことを特徴とする干渉補償回路。
3. 【請求項３】主信号に干渉信号が混入した信号を受信す
   る第一受信回路と、 この第一受信回路とは別系に設けられ上記干渉信号を含
   む信号を受信する第二受信回路と、 上記第一受信回路および上記第二受信回路で受信した主
   信号を合成する合成回路（８）と、 この合成回路の出力を直交検波してディジタル信号に変
   換する第一の直交検波手段と、 上記第一受信回路の出力を直交検波してディジタル信号
   に変換する第二の直交検波手段と、 上記第二受信回路の出力を直交検波してディジタル信号
   に変換する第三の直交検波手段と、 上記第三の直交検波手段の出力の振幅および位相を調整
   する第一ないし第四の可変結合器（67、68、69、70）
   と、 この第一ないし第四の可変結合器の出力と上記第二の直
   交検波手段の出力とを加算する第一ないし第四の全加算
   器（71、72、73、74）と、 上記第一ないし第四の加算器の出力の主信号成分を最小
   とするように上記第一ないし第四の可変結合器を制御す
   る可変結合器制御回路（117）と、 上記第一ないし第四の全加算器の出力の振幅および位相
   を調整する第五ないし第八の可変結合器（75、76、77、
   78）と、 上記第一直交検波手段の出力とこの第五ないし第八の可
   変結合器の出力とを加算する第五ないし第八の全加算器
   （79、80、81、82）と、 上記第五ないし第八の加算器の出力する主信号中の干渉
   成分を消去するように上記第五ないし第八の可変結合器
   を制御する可変結合器制御回路（118）と を備えたことを特徴とする干渉補償回路。