JPH01194883A - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents
誘導電動機の制御方法Info
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- JPH01194883A JPH01194883A JP63016994A JP1699488A JPH01194883A JP H01194883 A JPH01194883 A JP H01194883A JP 63016994 A JP63016994 A JP 63016994A JP 1699488 A JP1699488 A JP 1699488A JP H01194883 A JPH01194883 A JP H01194883A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は誘導電動機の制御方法に関し、特に電動機の電
圧とトルクを高精度に制御するための制御方法に関する
。
圧とトルクを高精度に制御するための制御方法に関する
。
誘導電動機の電流を励磁成分とトルク成分に分けて、そ
れぞれを独立に制御し、高速応答高精度な速度制御を行
なういわゆるベクトル制御が知られている。このものに
おいては、各電流成分指令に基づいて電動機電流が制御
されるが、電動機内部において各成分が指令値通りに制
御されるかどうかは、すべり周波数の制御精度が関係す
る。すなわち、周波数変換装置から供給される電動機電
流は励磁分とトルク発生分のベクトル合成であるが、こ
れがすべり周波数を媒体として電動機内部で励磁分とト
ルク発生分の各々に分解されると考えられ、そのために
すべり周波数が適正でなければ各成分を指令値通りに制
御することができない。
れぞれを独立に制御し、高速応答高精度な速度制御を行
なういわゆるベクトル制御が知られている。このものに
おいては、各電流成分指令に基づいて電動機電流が制御
されるが、電動機内部において各成分が指令値通りに制
御されるかどうかは、すべり周波数の制御精度が関係す
る。すなわち、周波数変換装置から供給される電動機電
流は励磁分とトルク発生分のベクトル合成であるが、こ
れがすべり周波数を媒体として電動機内部で励磁分とト
ルク発生分の各々に分解されると考えられ、そのために
すべり周波数が適正でなければ各成分を指令値通りに制
御することができない。
すベリ周波数が適正でなくなる原因には、電動機の２次
抵抗が温度により変動することなどが挙げられる。この
影響によって負荷変化時にトルクの応答遅れ及び脈動が
生じ、また電動機電圧を指令値通りに制御できないなど
の不具合が生じる。
抵抗が温度により変動することなどが挙げられる。この
影響によって負荷変化時にトルクの応答遅れ及び脈動が
生じ、また電動機電圧を指令値通りに制御できないなど
の不具合が生じる。
そこで、従来では、特開昭５９−１５６１８４号に記載
のように、インバータの出刃電圧を検出して、この電圧
検出信号に基づいて２次抵抗設定値を修正してすべり周
波数を補償する方法が提案されている。
のように、インバータの出刃電圧を検出して、この電圧
検出信号に基づいて２次抵抗設定値を修正してすべり周
波数を補償する方法が提案されている。
しかしながら、上記従来技術はインバータの出力電圧を
検出するための検出器が必要であり、ハード構成が複雑
となる問題があった。また、出刃電圧から電動機の２次
抵抗変化を推定するには、出力電圧に含まれる１次抵抗
による電圧降下を差し引き、２次抵抗変化による電圧成
分を求めることが必要であるが、１次抵抗も温度により
変化するため正しく求めることが難しく、すべり周波数
の補償がうまくできない問題があった。
検出するための検出器が必要であり、ハード構成が複雑
となる問題があった。また、出刃電圧から電動機の２次
抵抗変化を推定するには、出力電圧に含まれる１次抵抗
による電圧降下を差し引き、２次抵抗変化による電圧成
分を求めることが必要であるが、１次抵抗も温度により
変化するため正しく求めることが難しく、すべり周波数
の補償がうまくできない問題があった。
本発明の目的は、出力電圧の検出器をなくし、１次抵抗
が変動してもすベリ周波数を常に適正値に制御すること
ができる制御方法を提供することにある。
が変動してもすベリ周波数を常に適正値に制御すること
ができる制御方法を提供することにある。
上記目的は、回転磁界座標系における電動機の励磁電流
指令と励磁電流の検出値との偏差及び、トルク電流指令
とトルク電流の検出値との偏差に基づいて基準値からの
電圧変動量を演算し、この電圧変動量から電動機の２次
抵抗変動に関係の信号を取り出し、この信号に応じて変
換器出力周波数を制御することにより、達成される。
指令と励磁電流の検出値との偏差及び、トルク電流指令
とトルク電流の検出値との偏差に基づいて基準値からの
電圧変動量を演算し、この電圧変動量から電動機の２次
抵抗変動に関係の信号を取り出し、この信号に応じて変
換器出力周波数を制御することにより、達成される。
回転磁界座標系における電動機の励磁電流指令と励磁電
流の検出値との偏差及び、トルク電流指令とトルク電流
の検出値との偏差がＯとなるように電動機電圧を制御す
るものにおいて、電動機の定数変化によるその電圧の変
動量には、１次抵抗の変動による電圧降下成分と、２次
抵抗の変動による電圧変動成分が含まれている。そこで
１本発明では、出力電圧の電圧指令の変動量に基づいて
、電動機電圧の変動成分を励磁電流とトルク電流がら成
る電動機電流ベクトルに同相な成分（抵抗による電圧降
下）と直交な成分に分解し、この直交な出力電圧成分か
ら２次抵抗変動に関係の信号を取り出し、それがＯとな
るように２次抵抗の基準値を修正してすべり周波数を補
償するようにしているので１次抵抗の変動による影響を
受けることがない。
流の検出値との偏差及び、トルク電流指令とトルク電流
の検出値との偏差がＯとなるように電動機電圧を制御す
るものにおいて、電動機の定数変化によるその電圧の変
動量には、１次抵抗の変動による電圧降下成分と、２次
抵抗の変動による電圧変動成分が含まれている。そこで
１本発明では、出力電圧の電圧指令の変動量に基づいて
、電動機電圧の変動成分を励磁電流とトルク電流がら成
る電動機電流ベクトルに同相な成分（抵抗による電圧降
下）と直交な成分に分解し、この直交な出力電圧成分か
ら２次抵抗変動に関係の信号を取り出し、それがＯとな
るように２次抵抗の基準値を修正してすべり周波数を補
償するようにしているので１次抵抗の変動による影響を
受けることがない。
以下１本発明の一実施例を第１図により説明する。誘導
電動機２は電力変換回路ｌより給電され。
電動機２は電力変換回路ｌより給電され。
電動機２に流れる３相交流電流が電流検出器３ｔＪ。
３Ｖ、３Ｗにより検出される。この３相交流電流は３相
−２相変換器４により、２相交流電流に変換され、その
出力が座標変換器５に入力され回転磁界座標系における
励磁電流とトルク電流成分にベクトル分解され、その検
出値はそれぞれの指令信号と加算器６，７で突合せられ
る。電動機２の回転速度は速度検出器８で検出され、そ
の出方はその指令信号と加算器９において突合せられる
と共に、加算器１０に入力される。加算器９の出力は速
度制御器１１に入力されて電動機２のトルク指令Ｉｑ＃
を出力し、その出方はすべり演算器１２と加算器７に入
力される。すべり演算器１２の出力Ｗｓ”は加算器１０
において回転速度Ｗ、と加算され、その出力が加算器２
３に入力される。加算器６の出力は励磁電流指令Ｉｄ率
と座標変換器５の検出値Ｉ６との偏差を出力し、その出
方は電流調節器１５に入力され、その偏差が０となるよ
うに回転磁界座標系の電圧成分指令ΔＶ−を加算器２１
に出力する。加算器７の出方はトルク電流指令ニーと座
標変換器５の検出値Ｉｑとの偏差を出力し、その出力は
電流調節器１６に入力され、その偏差が０となるように
回転磁界座標系の電圧成分指令Δｖｑ＊を加算器２２に
出力する。これら電流調節器１５．１６からの出力及び
座標変換器５の出力は、演算回路１８に入力され、電動
機２の２次抵抗の変化による出力電圧変動成分ΔＶ上を
加算器２３に出力する。このΔＶ上は加算器２３におい
て加算器１０の出方ｗｉｔと加算され、電動機２の周波
数Ｗ １”を出力し、その出力は座標基準発生器１３と
電圧指令演算回路１４に入力される。電圧指令演算回路
１４は励磁電流指令工、Ｉとトルク電流指令ＩｑＩと周
波数ｗ１＊傘に基づいて回転磁界座標系の電圧成分指令
ｖｄ拳とｖｑ ＊を出力し、その出力は加算器２１．２
２に入力される。これら加算器２１．２２の出力は座標
変換器１７に入力され、電動機２の周波数ｗ１＊＊に基
づいて固定子座標系の電圧指令ｖ１，４． Ｖｖ４ｙ
Ｖ−を出力する。
−２相変換器４により、２相交流電流に変換され、その
出力が座標変換器５に入力され回転磁界座標系における
励磁電流とトルク電流成分にベクトル分解され、その検
出値はそれぞれの指令信号と加算器６，７で突合せられ
る。電動機２の回転速度は速度検出器８で検出され、そ
の出方はその指令信号と加算器９において突合せられる
と共に、加算器１０に入力される。加算器９の出力は速
度制御器１１に入力されて電動機２のトルク指令Ｉｑ＃
を出力し、その出方はすべり演算器１２と加算器７に入
力される。すべり演算器１２の出力Ｗｓ”は加算器１０
において回転速度Ｗ、と加算され、その出力が加算器２
３に入力される。加算器６の出力は励磁電流指令Ｉｄ率
と座標変換器５の検出値Ｉ６との偏差を出力し、その出
方は電流調節器１５に入力され、その偏差が０となるよ
うに回転磁界座標系の電圧成分指令ΔＶ−を加算器２１
に出力する。加算器７の出方はトルク電流指令ニーと座
標変換器５の検出値Ｉｑとの偏差を出力し、その出力は
電流調節器１６に入力され、その偏差が０となるように
回転磁界座標系の電圧成分指令Δｖｑ＊を加算器２２に
出力する。これら電流調節器１５．１６からの出力及び
座標変換器５の出力は、演算回路１８に入力され、電動
機２の２次抵抗の変化による出力電圧変動成分ΔＶ上を
加算器２３に出力する。このΔＶ上は加算器２３におい
て加算器１０の出方ｗｉｔと加算され、電動機２の周波
数Ｗ １”を出力し、その出力は座標基準発生器１３と
電圧指令演算回路１４に入力される。電圧指令演算回路
１４は励磁電流指令工、Ｉとトルク電流指令ＩｑＩと周
波数ｗ１＊傘に基づいて回転磁界座標系の電圧成分指令
ｖｄ拳とｖｑ ＊を出力し、その出力は加算器２１．２
２に入力される。これら加算器２１．２２の出力は座標
変換器１７に入力され、電動機２の周波数ｗ１＊＊に基
づいて固定子座標系の電圧指令ｖ１，４． Ｖｖ４ｙ
Ｖ−を出力する。
これらの電圧指令Ｖ−，Ｖｖ＊ｐ Ｖ−は、パルス幅変
調（ＰＷＭ）制御回路１９に入力され、搬送波周波数に
基づいてＰＷＭ制御された出力Ｖ ｕ ＨＶ ｖ 。
調（ＰＷＭ）制御回路１９に入力され、搬送波周波数に
基づいてＰＷＭ制御された出力Ｖ ｕ ＨＶ ｖ 。
ｖｗが電力変換器１に出力される。また、座標変換器５
，１７の座標基準信号は、座標基準発生器１３により与
えられる。
，１７の座標基準信号は、座標基準発生器１３により与
えられる。
まず、以上の構成による動作を簡単に説明する。
この実施例では回転磁界座標系の励磁電流指令Ｉｄユと
トルク電流指令Ｉｑ”に基づいて電圧指令ｙ４４とｖｑ
＊が演算されると共に、励磁電流とトルク電流に対して
フィードバック制御系が構成されており、指令値と実際
値の偏差が０となるように各電流調節器の出力により前
記電圧指令ｖ−２ｖｑ＊を修正し、この修正された電圧
指令７１本。
トルク電流指令Ｉｑ”に基づいて電圧指令ｙ４４とｖｑ
＊が演算されると共に、励磁電流とトルク電流に対して
フィードバック制御系が構成されており、指令値と実際
値の偏差が０となるように各電流調節器の出力により前
記電圧指令ｖ−２ｖｑ＊を修正し、この修正された電圧
指令７１本。
ｙｑ＊＊が座標変換器１７において、固定子座標系の３
相交流電圧指令に変換され、この変換された３相交流電
圧指令に基づいて電力変換器１により電動機２へ供給す
る電圧が制御される。
相交流電圧指令に変換され、この変換された３相交流電
圧指令に基づいて電力変換器１により電動機２へ供給す
る電圧が制御される。
次に、本発明に関する演算回路１８の詳細と動作を第２
図、第３図を用いて述べる。電動機２は通常では電圧指
令演算回路１４の出力Ｖ−，ｙｑ＊によって決定される
電圧により運転される。ところが、電動機の温度が運転
に伴い変化するため１次抵抗と２次抵抗が変化し、電動
機に励磁電流指令Ｉ−、トルク電流指令Ｉｑ本どうりの
電流が流れなくなる。その結果、電流制御系の出力にΔ
Ｖ、＊。
図、第３図を用いて述べる。電動機２は通常では電圧指
令演算回路１４の出力Ｖ−，ｙｑ＊によって決定される
電圧により運転される。ところが、電動機の温度が運転
に伴い変化するため１次抵抗と２次抵抗が変化し、電動
機に励磁電流指令Ｉ−、トルク電流指令Ｉｑ本どうりの
電流が流れなくなる。その結果、電流制御系の出力にΔ
Ｖ、＊。
Δｖｑ＊が生じる。この電圧指令ΔＶ−２Δｖｑ車には
１次抵抗変化による出力電圧変動成分と、２次抵抗変化
による出力電圧変動成分が含まれている。
１次抵抗変化による出力電圧変動成分と、２次抵抗変化
による出力電圧変動成分が含まれている。
そこで、本発明ではこれらの電圧指令Δｙ、＊。
Δｖｑ本に基づいて出力電圧の変動分を、励磁電流■、
とトルク電流■９からなる電流ベクトルに同相な抵抗電
圧降下成分と、この電流ベクトルに直交な出力電圧成分
ΔＶ上にベクトル分解して２次抵抗変化によるすべり周
波数変化を検出する。
とトルク電流■９からなる電流ベクトルに同相な抵抗電
圧降下成分と、この電流ベクトルに直交な出力電圧成分
ΔＶ上にベクトル分解して２次抵抗変化によるすべり周
波数変化を検出する。
この直交な出力電圧成分は、第２図に示す回転磁界座標
系における電流と電圧のベクトル図から求めることがで
きる。電流ベクトルバに直交な出力電圧成分ΔＶ上 は
次式で表わすことができる。
系における電流と電圧のベクトル図から求めることがで
きる。電流ベクトルバに直交な出力電圧成分ΔＶ上 は
次式で表わすことができる。
Δｖ、１＝Δｖ申′ｃｏｓＯ
＝−Δｖ ｄｈ １ｓｉｎ Ｏ＋Δｖｑ＊９ｃｏｓＯ＝
（−Δｖａ＊−Ｉｑ＋Δｖ ｑ＄＋ Ｉ ａ）／ Ｉ
ｉ−（＋）ここに、Ｉｆ： Ｉｌａ ＋ Ｉｑ 、
ｃｏｓ＝ Ｉａ／ Ｉｔ。
（−Δｖａ＊−Ｉｑ＋Δｖ ｑ＄＋ Ｉ ａ）／ Ｉ
ｉ−（＋）ここに、Ｉｆ： Ｉｌａ ＋ Ｉｑ 、
ｃｏｓ＝ Ｉａ／ Ｉｔ。
ｓｊｎθ＝ Ｉ ｑ／ ｒ ｔである。
また、ΔＶ ４ ” ｐ ΔＶｑｌは１次抵抗の変動に
よる出力電圧成分と２次抵抗の変動による出力電圧成分
を含んでいる。すなわち、ΔＶｄｌ、Δｖｑ＊は次式で
表わすことができる。
よる出力電圧成分と２次抵抗の変動による出力電圧成分
を含んでいる。すなわち、ΔＶｄｌ、Δｖｑ＊は次式で
表わすことができる。
ここに、Δｖ４．Δ■９は２次抵抗の変動による出力電
圧成分である。
圧成分である。
従って、（１） 、 （２）式よりΔｖ１は次式のよう
に整理することができる。
に整理することができる。
Δｖ上＝（−（ＡｒｔＩａ＋八ｖｄ）Ｉへ＋（Δｒｌ’
工９＋Δｖｑ）・ＩＪ／Ｉｆ ＝（−ΔＶａ”Ｉｑ＋Δｖ ｑ ・Ｉ 、＋）／ ｒ
ｔ・（３）（３）式より、ΔＶ上には１次抵抗の変動に
よる影響がなく、２次抵抗の変動による出力電圧変動成
分だけが求められる。この（３）式が演算回路１８の演
算内容である。また、ΔＶ上と２水抵抗ｒ２の間には、
第３図（ａ）及び第３図（ｂ）に示す関係がある。第３
図（ａ）は電動機２が電動状態（Ｉｑ ＞０）の場合、
第３図（ｂ）は回生状態（Ｉ ｑ ＜ Ｏ）の場合であ
る。第３図（ａ）において電動機２の２水抵抗ｒ２が基
準値ｒ２牢により増加すると、ΔＶ上は負極性となり逆
にｒｚ拳より減少するとΔＶ上は正極性となり極性が反
転する。
工９＋Δｖｑ）・ＩＪ／Ｉｆ ＝（−ΔＶａ”Ｉｑ＋Δｖ ｑ ・Ｉ 、＋）／ ｒ
ｔ・（３）（３）式より、ΔＶ上には１次抵抗の変動に
よる影響がなく、２次抵抗の変動による出力電圧変動成
分だけが求められる。この（３）式が演算回路１８の演
算内容である。また、ΔＶ上と２水抵抗ｒ２の間には、
第３図（ａ）及び第３図（ｂ）に示す関係がある。第３
図（ａ）は電動機２が電動状態（Ｉｑ ＞０）の場合、
第３図（ｂ）は回生状態（Ｉ ｑ ＜ Ｏ）の場合であ
る。第３図（ａ）において電動機２の２水抵抗ｒ２が基
準値ｒ２牢により増加すると、ΔＶ上は負極性となり逆
にｒｚ拳より減少するとΔＶ上は正極性となり極性が反
転する。
一方、第３図（ｂ）に示す回生状態においては、２水抵
抗ｒ２の変化に対するへＶ上の極性は電動状態と逆にな
る。そこで、すべり周波数はｒ２の大きさに比例するの
で、電動状態には演算回路１８の出力ΔＶ上が負極性の
場合には電動機２の１次周波数を増加し、Δｖ上が正極
性の場合には１次周波数を減少するようにΔｖ１に応じ
て一次角周波数ｗ１傘を修正制御すれば、電動機２のす
べりを適正値に制御することができる。また、回生状態
にはΔＶ上の極性を反転して同様に修正することができ
る。
抗ｒ２の変化に対するへＶ上の極性は電動状態と逆にな
る。そこで、すべり周波数はｒ２の大きさに比例するの
で、電動状態には演算回路１８の出力ΔＶ上が負極性の
場合には電動機２の１次周波数を増加し、Δｖ上が正極
性の場合には１次周波数を減少するようにΔｖ１に応じ
て一次角周波数ｗ１傘を修正制御すれば、電動機２のす
べりを適正値に制御することができる。また、回生状態
にはΔＶ上の極性を反転して同様に修正することができ
る。
第４図は本発明の他の実施例である。第１図に示す第１
実施例と同一物には同じ番号を付しているので説明を省
略する。第１実施例と異なるところは電流調節器１．５
．１６からの電圧指令ΔＶ−とΔｖｑ＊及び励磁電流指
令Ｉａ”とトルク電流指令Ｉｑ＊に基づいて前記実施例
と同様に電動機電圧の変動分を電動機電流ベクトルに同
相な成分と直交な成分に、ベクトル分解して２次抵抗変
化によるすベリ周波数変化を検出するようにした点であ
る。
実施例と同一物には同じ番号を付しているので説明を省
略する。第１実施例と異なるところは電流調節器１．５
．１６からの電圧指令ΔＶ−とΔｖｑ＊及び励磁電流指
令Ｉａ”とトルク電流指令Ｉｑ＊に基づいて前記実施例
と同様に電動機電圧の変動分を電動機電流ベクトルに同
相な成分と直交な成分に、ベクトル分解して２次抵抗変
化によるすベリ周波数変化を検出するようにした点であ
る。
この直交な出力電圧成分Δｖ土 は次式で表わされる。
Δｖ１ ＝ （−ΔＶａ”Ｉｑ喚＋Δ ｖｑＩＩ−Ｌ”
）／ Ｉ ｔ”・（４）ここに、■１ψ＝ＪＴ’７下了
マ匹 である。
）／ Ｉ ｔ”・（４）ここに、■１ψ＝ＪＴ’７下了
マ匹 である。
この（４）式が、本実施例の演算回路１８の演算内容で
ある。
ある。
本実施例によっても第１実施例と同様の効果を得ること
ができる。
ができる。
第５図は本発明の他の実施例である。第１実施例と同一
物には同じ番号を付しているので説明を省略する。第１
実施例と異なるところは電流調節器１．５，１．６から
の電圧指令Δｖ−４ΔＶｑＩに基づいて出力電圧の変動
分を、励磁電流■、とトルク電流工１からなる電流ベク
トルに同相な出方電圧成分と、この電流ベクトルに直交
な出方電圧成分Δｖｌにベクトル分解し、このΔ■上か
ら電動機２の２次抵抗の変化分Δｒ２を演算してすベリ
演算回路１２の係数ｋｓを修正するようにした点である
。２次抵抗の変化分Δｒ２は次式の関数Ｆで表わされる
。
物には同じ番号を付しているので説明を省略する。第１
実施例と異なるところは電流調節器１．５，１．６から
の電圧指令Δｖ−４ΔＶｑＩに基づいて出力電圧の変動
分を、励磁電流■、とトルク電流工１からなる電流ベク
トルに同相な出方電圧成分と、この電流ベクトルに直交
な出方電圧成分Δｖｌにベクトル分解し、このΔ■上か
ら電動機２の２次抵抗の変化分Δｒ２を演算してすベリ
演算回路１２の係数ｋｓを修正するようにした点である
。２次抵抗の変化分Δｒ２は次式の関数Ｆで表わされる
。
ここに、φａ””Ｍ ’ Ｉｄ”、 ｒ２”は２次抵抗
の基準値、Ｗ戸は一次角周波数、Ｍは電動機２の励磁イ
ンダクタンス、ｋは比例ゲインである。
の基準値、Ｗ戸は一次角周波数、Ｍは電動機２の励磁イ
ンダクタンス、ｋは比例ゲインである。
また、すべり演算回路１２の係数に８は次式で表わされ
る。
る。
φ−Ｌ。
ここに、Ｔ−ｒ ＝ Ｍ ＋ Ｑ ２ 、 Ｑ ２は２
次側の漏れインダクタンスである。（１） 、 （５）
、 （６）式が本実施例の演算回路１８の演算内容で
ある。
次側の漏れインダクタンスである。（１） 、 （５）
、 （６）式が本実施例の演算回路１８の演算内容で
ある。
第６図は本発明の他の実施例である。第１、実施例と同
一物には同じ番号を付しているので説明を省略する。第
１実施例と異なるところは電流調節器１５．１６からの
電圧指令Δｖ４＊、Δ■ｑ事に基づいて、出力電圧の変
動を、励磁電流■、とトルク電流■、からなる電流ベク
トルに同相な出力電圧成分と、この電流ベクトルに直交
な出力電圧成分ΔＶ上にベクトル分解し、このΔＶ上か
ら電動機２の２次抵抗の変化分Δｒｚを演算してすべり
演算回路１２で用いる２次抵抗の大きさを修正するよう
にした点である。本実施例では、２次抵抗の大きさｌ”
２＄６があらかじめ設定した２次抵抗の基準値ｒｚ拳
と前記のΔＶ、Ｌから演算したΔｒ２の和として加算器
２３で演算され、この演算されたｒ２＊＊が電動機２の
２次抵抗と一致するように電動状態（１，＞Ｏ）ではΔ
Ｖ、Ｌが負極性の時にはｒｚ拳申を増加してすベリ角周
波数を増加し、ΔＶ上が正極性の時にはｒ２０を減少し
てすべり角周波数を減少するようにすべり角周波数Ｗｓ
”が修正され、その結果ΔＶ上がＯとなる。積分器２４
は以上のようにしてΔｒ２が同定された結果を記憶する
と共にΔＶ↓がＯでなくなった場合にはΔｒ２を修正す
るように動作する。
一物には同じ番号を付しているので説明を省略する。第
１実施例と異なるところは電流調節器１５．１６からの
電圧指令Δｖ４＊、Δ■ｑ事に基づいて、出力電圧の変
動を、励磁電流■、とトルク電流■、からなる電流ベク
トルに同相な出力電圧成分と、この電流ベクトルに直交
な出力電圧成分ΔＶ上にベクトル分解し、このΔＶ上か
ら電動機２の２次抵抗の変化分Δｒｚを演算してすべり
演算回路１２で用いる２次抵抗の大きさを修正するよう
にした点である。本実施例では、２次抵抗の大きさｌ”
２＄６があらかじめ設定した２次抵抗の基準値ｒｚ拳
と前記のΔＶ、Ｌから演算したΔｒ２の和として加算器
２３で演算され、この演算されたｒ２＊＊が電動機２の
２次抵抗と一致するように電動状態（１，＞Ｏ）ではΔ
Ｖ、Ｌが負極性の時にはｒｚ拳申を増加してすベリ角周
波数を増加し、ΔＶ上が正極性の時にはｒ２０を減少し
てすべり角周波数を減少するようにすべり角周波数Ｗｓ
”が修正され、その結果ΔＶ上がＯとなる。積分器２４
は以上のようにしてΔｒ２が同定された結果を記憶する
と共にΔＶ↓がＯでなくなった場合にはΔｒ２を修正す
るように動作する。
本実施例によれば、２次抵抗の変動分ΔｒＺがすべり角
周波数Ｗｓｌの修正を通じて自動的に演算されるので、
常に精度良く２次抵抗を同定することができる効果があ
る。
周波数Ｗｓｌの修正を通じて自動的に演算されるので、
常に精度良く２次抵抗を同定することができる効果があ
る。
本実施例によれば、電動機２の２次抵抗の大きさを同定
できるので、この大きさから電動機の回転子温度を推定
して所定値を越えた時にインバータ主回路の電流制限値
を下げたり、あるいはしゃ断することにより過熱に対す
る保護を行うことができる効果がある。
できるので、この大きさから電動機の回転子温度を推定
して所定値を越えた時にインバータ主回路の電流制限値
を下げたり、あるいはしゃ断することにより過熱に対す
る保護を行うことができる効果がある。
第７図は本発明の他の実施例である。第１実施例と同一
物には同じ番号を付しているので説明を省略する。第１
実施例と異なるところは加算器２１．２２からの電圧指
令ｖ−＊、Ｖｑ＊＊に基づいて出力電圧を、励磁電流Ｉ
ａとトルク電流工９からなる電流ベクトルに同相な出力
電圧成分と、この電流ベクトルに直交な出力電圧成分Ｖ
よにベクトル分解し、このＶ工から電動機２の２次抵抗
変化によるすベリ周波数変化を検出するようにした点で
ある。この直交な出力電圧成分Ｖ 」よ次式で表わされ
る。
物には同じ番号を付しているので説明を省略する。第１
実施例と異なるところは加算器２１．２２からの電圧指
令ｖ−＊、Ｖｑ＊＊に基づいて出力電圧を、励磁電流Ｉ
ａとトルク電流工９からなる電流ベクトルに同相な出力
電圧成分と、この電流ベクトルに直交な出力電圧成分Ｖ
よにベクトル分解し、このＶ工から電動機２の２次抵抗
変化によるすベリ周波数変化を検出するようにした点で
ある。この直交な出力電圧成分Ｖ 」よ次式で表わされ
る。
Ｖ工＝＝（ｖａ＊＊・Ｉｑ＋Ｖｑ＊＊’ Ｉｄ）／ Ｉ
ｔ −（７）ここに、１１＝６−ｒ璽己丁である。
ｔ −（７）ここに、１１＝６−ｒ璽己丁である。
一方、電動機２は通常の状態では、電圧指令演算回路１
４の出力ｖ、＊、 ｖｑ本によって決定される電圧によ
り運転される。電圧指令演算回路１４の演算内容は次式
で表わされる。
４の出力ｖ、＊、 ｖｑ本によって決定される電圧によ
り運転される。電圧指令演算回路１４の演算内容は次式
で表わされる。
・・・（８）
ここに、Ｌｓσ は電動機２の１次側と２次側の漏れイ
ンダクタンスの和、Ｌｒ＝Ｍ＋Ｑｚ、Ｑｚは２次側の漏
れインダクタンス、ｒｌは１次抵抗である。
ンダクタンスの和、Ｌｒ＝Ｍ＋Ｑｚ、Ｑｚは２次側の漏
れインダクタンス、ｒｌは１次抵抗である。
従って、通常の状態では、電動機２の電流ベクトルに直
交な電動機電圧成分ｖｌｏは次式で表わされる。
交な電動機電圧成分ｖｌｏは次式で表わされる。
ｖ上ｏ＝ （Ｖｄｌ’ Ｉｑ＋ｖｑ” ・ ｘ、ｔ
） ／ Ｉ ＩＬｒ １１ ・・・（９） よって、電動機２の温度変化によるＶ上の変動量ΔＶ上
は、 （７） 、 （９）式から次式で表わされる。
） ／ Ｉ ＩＬｒ １１ ・・・（９） よって、電動機２の温度変化によるＶ上の変動量ΔＶ上
は、 （７） 、 （９）式から次式で表わされる。
ΔＶｌ ＝ＶＩ ＶＬＯ
＝（−（Δｒｉ・Ｉ＋ｉ＋Δｖｌｌ）・工。
＋ （ΔｒｔＩｑ＋Δｖｑ） Ｉ ａ） ／ Ｉ
ｔ＝ （−ΔＶ、・ Ｉｑ＋Δｖｑ・ Ｉｄ）／Ｉｔ・
・・（１０） （７） 、 （９） 、 （１０）式が、本実施例の演
算回路１８の演算内容である。これより、Δ■工は１次
抵抗の変動の影響がなく、ΔＶ上に応じて一次角周波数
を修正することにより、第１実施例と同様の効果を得る
ことができる。
ｔ＝ （−ΔＶ、・ Ｉｑ＋Δｖｑ・ Ｉｄ）／Ｉｔ・
・・（１０） （７） 、 （９） 、 （１０）式が、本実施例の演
算回路１８の演算内容である。これより、Δ■工は１次
抵抗の変動の影響がなく、ΔＶ上に応じて一次角周波数
を修正することにより、第１実施例と同様の効果を得る
ことができる。
以上、説明を解り易くするためにアナログ回路によるブ
ロックで表わし各実施例を説明したが、マイクロプロセ
ッサを用いたディジタル制御で実施できることはもちろ
んである。
ロックで表わし各実施例を説明したが、マイクロプロセ
ッサを用いたディジタル制御で実施できることはもちろ
んである。
本発明によれば、１次抵抗及びＰＷＭインバータのオン
デレイによる抵抗が変動してもそれらの影響を受けずに
、２次抵抗の基準値の実際値からの設定誤差や２次抵抗
変動による電動機のトルクや電圧の変動を防止できる効
果がある。
デレイによる抵抗が変動してもそれらの影響を受けずに
、２次抵抗の基準値の実際値からの設定誤差や２次抵抗
変動による電動機のトルクや電圧の変動を防止できる効
果がある。
なお、本発明によればインバータの直列接続されたスイ
ッチング素子が同時導通することにより生じる直流短絡
を防止するために両方の素子を共に非導通とする期間を
導通非導通切替時に設けるが、これによるインバータの
内部電圧降下は出方電流の極性に関係し位相関係におい
て電動機の１次抵抗降下と同じである。
ッチング素子が同時導通することにより生じる直流短絡
を防止するために両方の素子を共に非導通とする期間を
導通非導通切替時に設けるが、これによるインバータの
内部電圧降下は出方電流の極性に関係し位相関係におい
て電動機の１次抵抗降下と同じである。
したがって、本発明によればその１次抵抗降下の影響だ
けでなく上述のインバータ内部電圧降下の影響も同時に
補償できる。
けでなく上述のインバータ内部電圧降下の影響も同時に
補償できる。
第１図は本発明の一実施例を示す制御構成図、第２図は
本発明の詳細な説明するためのベクトル図、第３図は本
発明の詳細な説明するための特性図、第４図、第５図、
第６図、第７図は本発明の他の実施例を示す制御構成図
である。
本発明の詳細な説明するためのベクトル図、第３図は本
発明の詳細な説明するための特性図、第４図、第５図、
第６図、第７図は本発明の他の実施例を示す制御構成図
である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、誘導電動機を周波数変換装置を用いて制御する装置
において、回転磁界座標系における誘導電動機の励磁電
流指令と励磁電流検出信号の差及びトルク電流指令とト
ルク電流検出信号の差に応じて回転磁界座標系の電圧指
令を得て、その電圧指令を固定子座標系の交流電圧指令
に変換し、この変換された交流電圧指令に基づいて誘導
電動機へ供給する電圧を制御する手段を備え、前記回転
磁界座標系の電圧指令に基づいて前記周波数変換装置の
出力周波数を修正するようにしたことを特徴とする誘導
電動機の制御方法。 ２、誘導電動機を周波数変換装置を用いて制御する装置
において、回転磁界座標系における誘導電動機の励磁電
流指令と励磁電流検出信号の差及びトルク電流指令とト
ルク電流検出信号の差に応じて回転磁界座標系の電圧指
令を得て、それを固定子座標系の交流電圧指令に変換し
、これに基づいて前記誘導電動機へ供給する電圧を制御
する手段を備え、前記回転磁界座標系の電圧指令と前記
励磁電流及びトルク電流に基づいて、電動機電流ベクト
ルに対して直交な電動機電圧ベクトルの成分を演算し、
それに基づいて前記周波数変換装置の出力周波数を修正
するようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御方法
。 ３、誘導電動機を周波数変換装置を用いて制御する装置
において、回転磁界座標系における誘導電動機の励磁電
流指令と励磁電流検出信号の差及びトルク電流指令とト
ルク電流検出信号の差に応じて回転磁界座標系の電圧指
令を得て、それを固定子座標系の交流電圧指令に変換し
、これに基づいて前記誘導電動機へ供給する電圧を制御
する手段を備え、前記回転磁界座標系のｑ軸電圧指令と
前記励磁電流（ｄ軸電流）を乗算し、また同座標系のｄ
軸電圧指令と前記トルク電流（ｑ軸電流）を乗算し、そ
れらの差に基づいて前記周波数変換装置の出力周波数を
修正するようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御
方法。 ４、誘導電動機を周波数変換装置を用いて制御する装置
において、回転磁界座標系における誘導電動機の励磁電
流指令と励磁電流検出信号の差及びトルク電流指令とト
ルク電流検出信号の差に応じて回転磁界座標系の電圧指
令を得て、それを固定子座標系の交流電圧指令に変換し
、これに基づいて前記誘導電動機へ供給する電圧を制御
する手段を備え、前記回転磁界座標系の電圧指令と前記
励磁電流及びトルク電流に基づいて、電動機電流ベクト
ルに対して直交な電動機電圧ベクトルの成分を演算し、
それに基づいて前記誘導電動機の２次抵抗あるいは２次
時定数を演算し、この演算値に基づいて前記誘導電動機
のすベり周波数を制御するようにしたことを特徴とする
誘導電動機の制御方法。 ５、誘導電動機を周波数変換装置を用いて制御する装置
において、回転磁界座標系における誘導電動機の励磁電
流指令と励磁電流検出信号の差及びトルク電流指令とト
ルク電流検出信号の差に応じて回転磁界座標系の電圧指
令を得て、それを固定子座標系の交流電圧指令に変換し
、これに基づいて前記誘導電動機へ供給する電圧を制御
する手段を備え、前記回転磁界座標系のｑ軸電圧指令と
前記励磁電流（ｄ軸電流）を乗算し、また同座標系のｄ
軸電圧指令と前記トルク電流（ｑ軸電流）を乗算し、そ
れらの差に基づいて前記誘導電動機の２次抵抗あるいは
２次時定数を演算し、この演算値に基づいて前記誘導電
動機のすベり周波数を制御するようにしたことを特徴と
する誘導電動機の制御方法。 ６、前記特許請求の範囲第４項または第５項において演
算された２次抵抗あるいは２次時定数の変化に基づいて
２次巻線の温度を推定し、この温度推定値に基づいて前
記誘導電動機の過熱を防止するようにしたことを特徴と
する誘導電動機の保護方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63016994A JP2821127B2 (ja) | 1988-01-29 | 1988-01-29 | 誘導電動機の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63016994A JP2821127B2 (ja) | 1988-01-29 | 1988-01-29 | 誘導電動機の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01194883A true JPH01194883A (ja) | 1989-08-04 |
| JP2821127B2 JP2821127B2 (ja) | 1998-11-05 |
Family
ID=11931572
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63016994A Expired - Lifetime JP2821127B2 (ja) | 1988-01-29 | 1988-01-29 | 誘導電動機の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2821127B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20140030811A (ko) * | 2012-09-04 | 2014-03-12 | 엘에스산전 주식회사 | 유도전동기의 파라미터 추정장치 |
| JP2014096977A (ja) * | 2012-11-09 | 2014-05-22 | Lsis Co Ltd | 誘導電動機のパラメータ推定装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59156184A (ja) * | 1983-02-23 | 1984-09-05 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPS63268489A (ja) * | 1987-04-25 | 1988-11-07 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の可変速駆動装置 |
-
1988
- 1988-01-29 JP JP63016994A patent/JP2821127B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59156184A (ja) * | 1983-02-23 | 1984-09-05 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JPS63268489A (ja) * | 1987-04-25 | 1988-11-07 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の可変速駆動装置 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20140030811A (ko) * | 2012-09-04 | 2014-03-12 | 엘에스산전 주식회사 | 유도전동기의 파라미터 추정장치 |
| JP2014054172A (ja) * | 2012-09-04 | 2014-03-20 | Lsis Co Ltd | 誘導電動機のパラメータ推定装置 |
| CN103684181A (zh) * | 2012-09-04 | 2014-03-26 | Ls产电株式会社 | 用于估算感应电动机中参数的装置 |
| US9219440B2 (en) | 2012-09-04 | 2015-12-22 | Lsis Co., Ltd. | Apparatus for estimating parameter in induction motor |
| JP2014096977A (ja) * | 2012-11-09 | 2014-05-22 | Lsis Co Ltd | 誘導電動機のパラメータ推定装置 |
| US9209734B2 (en) | 2012-11-09 | 2015-12-08 | Lsis Co., Ltd. | Apparatus for estimating parameter in induction motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2821127B2 (ja) | 1998-11-05 |
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