JPS63268489A - 誘導電動機の可変速駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、出力電圧の大きさ２周波数および位相の制御
できる電力変換器により給電される誘導電動機の可変速
駆動のために、トルク指令値、磁束指令値２回転速度お
よび電動機定数から磁束軸の角度位置を演算する電流モ
デルを用いて、電動機゛の一次電流ベクトルを磁束軸に
平行な成分とこれに直交する成分とに分けて両成分を互
いに独立に制御する制御装置を備えた誘導電動機の可変
速駆動装置に関する。

〔従来の技術〕

第１図は、本発明による誘導電動機の可変速駆動装置の
実施例を示すブロック図であるが、破線枠部公人を除け
ば従来の実施例に相当するので、この図を利用して従来
の技術を説明する。

第１図において、■は端子ａ、ｂ、ｃを有する３相誘導
電動機、２は出力電圧の大きさ９周波数および位相の制
御可能な電力変換器である。電力変換器２としては、例
えばパルス幅変調回路３によって制御されるＰＷＭＩ−
ランジスタインバータが使用される。電動機１に供給さ
れる２つの相電流ｉ□＋　　ｉＣＩが変流器４１．４２
にて検出され、電流調節器５の働きにより電流指令値”
１１＋”＋ｉｅどに一致するよう調節される。この場合
に、残りの相電流はｉｃ＋＝　　（ｉ□”＋ｉｅ、”）
となる。６は速度センサ、７は速度設定器、８は速度調
節器である。速度調節器８は速度センサ６の出力を速度
実際値として受は取り、これを速度設定器７からの速度
指令値Ｎ１に一致させるべく、速度制御偏差（Ｎ”−Ｎ
）に例えばｐｔ調節演算を施して、これをトルク指令値
τとして出力する。９は磁束の大きさに対する指令値″
＋′２を速度センサ６からの速度実際値Ｎの関数として
出力する磁束指令器である。磁束指令値甲２は、基底速
度以下では一定であるが、基底速度以上では速度上昇に
つれて反比例的に低下する。

トルク指令値τ、磁束指令値ｖ２は破線で囲まれた部分
旦に導かれる。この部分旦は誘導電動機のベクトル制御
にとって重要な電流モデルを含む。

この種のベクトル制御は、既に多くの文献に発表されて
いて公知であるので、ここではその原理について簡単に
触れる。

誘導電動機のベクトル制御は、電動機の電流。

電圧等を空間ベクトル量とみなし、これらの量を固定子
巻線上から観測すると交流量となっているから、これら
の量を電動機の回転磁界上から観測してこの磁界（磁束
軸）に平行な成分とこれと直交する成分とに分解するこ
とにより、両成分を直流量として扱いながらそれぞれを
独立に制御しようとするものである。

第２図は誘導電動機の一次電流茗の空間ベクトル図であ
る。α−β座標系は原点を電動機回転中心において固定
子上に想定した座標系であり、α軸は例えば一つの相の
巻線軸に一致させた固定軸であり、β軸はこれに直交す
る固定軸である。これに対して、Ｍ−Ｔ座標系は、同様
に原点を電動機回転中心において、Ｍ軸を磁束ベクトル
唱の方向にとり、これと直交する軸をＴ軸とした回転座
標系である。Ｍ軸（磁束ベクトルの方向）がα軸に対し
てなす角度はφで示され、一次電流ベクトル茗のＭ軸成
分（磁化電流）はｉ　Ｍ＋　Ｔ軸成分（トルク電流）は
ｉアで示されている。一次電流ベクトル茗はα軸に対し
てεの角度位置にあり、Ｍ軸に対してはθの角度位置に
ある。

磁束の大きさを甲２、すべり角周波数をω１．とすると
、これらと上記ｉＭ＋ｉＴとの関係を電動機定数を用い
て式で表したのが、次の電流モデル式（１）〜（３）で
ある。

φ＝Ｊωｌｄｔ　＝Ｊ（ω２＋ω□）ｄｔ　　−・・−
−一一一（２１但し、 Ｒ２：二次抵抗、Ｍ：相互インダクタンス、Ｉ！２：二
次漏れインダクタンス、 Ｔ２：二次回路時定数（−（Ｍ＋ｚｚ）／Ｒｚ　）、ω
１：磁束の回転角速度、ω２：回転子角速度であり、特
に示さない限り二次諸量はすべて一次換算したものとす
る。一方、電動機が発生ずるトルクτは、 τ＝Ｋ・甲２・ｉ、　　　　　　■・−・・１曲（４）
にて表される（Ｋは比例定数）。上記（１）〜（４）式
の関係を制御回路で実現した一例が第１図における部分
旦である。即ち、部分旦には、速度調節器８からのトル
ク指令値τと、磁束指令器９からの磁束指令値′Ｐ２と
、速度センサからの回転角速度ω２が入力される。演算
器１１が上記（１）式の関係を、又割算器１２が上記（
４）式の関係を利用して、それぞれ、ｉｔ＝τ／甲ｚ　
　　　　　’−−−−−−−−−−−・−−−−一−−
−−・−・−・　（６）にて磁化電流指令値ｉ、４＋ト
ルク電流指令値ｉｔを算出する。割算器１３．掛算器１
４．係数器１５および二次抵抗設定器１６は上記（３）
式の関係を利用して、にてすべり角速度ω３．を演算す
る（Ｒ２＝Ｒ１゜）。

すべり角速度ω、１と速度センサ６からの回転子角速度
ω２とが加算点１７で加算され、 ω１＝ω１＋ω２　　　　・−・・−・・〜・・−・−
・−・・・−・　（８）なる磁束角速度が求められ、更
に積分器１８が、φ＝ＪωＩｄ　ｔ　　　　　　’−・
−・・−・−・−−−−−−−−−−−（９１なる積分
演算を行って磁束ベクトル１の角度位置φを算出する。

このようにして部分旦で算出されたα−β固定座標系に
おける磁束軸の角度位置φは座標変換器（ベクトル回転
器）２０へ与えられる。

座標変換器２０は、第２図におけるα−β固定座標系の
α軸がａ相巻線軸上にあるとしたとすると、次式にした
がって、Ｍ−Ｔ座標系における電流指令値ＬＭ＋　　ｉ
Ｔを固定子座標量としての電流指令値ｉ□　＋ｊＣ１′
に変換する。

ｉ　ｒ　＝　Ｖ’　（Ｌ＋）　”　＋　（ｉｔ）　”　
　　　　−−−−−−−−−αのこれらの電流指令値ｉ
□　ｌｌＣｌ′が既に説明した電流調節器５に導かれる
。

以上説明した従来の技術による電流モデルを用いた誘導
電動機のベクトル制御においては、磁束の演算に速度実
際値Ｎ（回転子角速度ωり＋　　ｉＭ＋ｉアおよび電動
機定数を用いるため速度零から演算が可能であり、簡単
な構成で高性能可変速駆動装置が実現できる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、電動機定数、なかでも二次抵抗値Ｒ２は回転子
の温度変化により大幅に変動する（例えば、銅の場合１
００℃で４０％変化する）ため、電流モデルにおける磁
束演算にパラメータとして用いられるＲ２の設定値を電
動機における真値にかかわらず一定値Ｒ２゜に保つと、
磁束の指令値と実際値とで偏差が生じ、運転中に過電圧
、過電流が生じ、正常な運転を継続できないという問題
点がある（昭和５５年電気学会全国大会Ｎｏ、５４０参
照）。

そこで、電動機の電圧、電流および電動機定数から磁束
を演算する電圧モデルを併用し、電流モデルにより求め
た磁束の大きさもしくは角度が電圧モデルがより求めた
磁束の大きさもしくは角度と一致するように、電流モデ
ル内の２次抵抗の設定値もしくはすべり周波数を修正す
ることによって、２次抵抗の設定値を電動機の真価に近
づける方法が提案されている（特開昭５７−８３１８４
号公報、特開昭５８−１３９６９２号公報等参照）。

しかしながら、この方法にも問題点がある。この問題点
を説明するために電圧モデルを簡単に説明する。電圧モ
デルは、次式にしたがって、２次鎖交磁束ベクトル鳴を
演算する。

男＝Ｊ（Ｖ；Ｒ旨？）　ｄｔ　　　　・・・−・−・・
・−・０り但し、！、ニー次漏れインダクタンス ｌｔ二二次漏れインダクタンス Ｍ　：相互インダクタンス ＬｉＦ　＝ｌＩ＋ｌｔ・Ｍ／ＣＭ＋ｌ１ｚ）２　：電動
機電圧ベクトル Ｉ　；電動機一次電流ベクトル 音　：電動機−次鎖交磁束ベクトル 第３図はモデル弐〇〇、　Ｑ２）をブロック図にて示し
たものである。電動機定数のうち各インダクタンス値は
導体の温度変化に無関係で一定であるが、−次抵抗値Ｒ
９は二次抵抗値Ｒ２と同様に温度によって大幅に変動す
る。そのため−次抵抗値Ｒ＋による電圧降下の割合示比
較的小さい定格速度の約１０％の速度以上では正確に磁
束を演算できるが、しかし定格速度の約１０％の速度以
下では（ｌυ、（１２１で表される電圧モデルでは正し
い磁束を算出することができない。そのため、定格速度
の約ｌθ％の速度以下では、電圧検出値が積分演算を行
うに十分な大きさにあっても、電圧モデルを利用した修
正動作を有効に働かせることができないことから、電流
モデルのみを使用せざるを得ない。

そこで、本発明は、上述の如き低い速度範囲においても
正確に磁束ベクトルを求め得る手段を提供することを目
的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、本発明によれば、第１図に破線枠入にて示
すように、第１の演算手段２１．第２の演算手段２２．
調節手段２３を設けることにより達成される。即ち、電
動機の誘起電圧ベクトルと一次抵抗電圧降下ベクトルと
の和ベクトルを２′にて表すと、この和ベクトル室の一
次電流ベクトルＩに直交する成分Ｅδを、第１の演算手
段２１は電動機から検出した一次電圧ベクトル猪、一次
電流ベクトル茗から電動機定数を用いて算出する９に対
して、第２の演算手段２２は電流モデルと同様にトルク
指令値、磁束指令値１回転速度から電動機定数を用いて
算出する。調節手段２３は、第２の演算手段２２の演算
結果Ｅδ９が第１の演算手段２１の演算結果に一敗する
ように、電流モデルおよび第２の演算手段が演算に用い
る電動機定数の一つである二次抵抗の設定値またはこれ
から導き出されるすべり周波数の如き演算過程の途中で
得られる中間演算値を修正する。

〔作用〕

制御原理を説明するために、先に示した電圧モデル式＠
およびα濁を参照する。両式より、が得られ、これは、
右辺から明らかの如く、誘起電圧ベクトルと一次電圧降
下ベクトルとの和ベクトル７＋を表している。そこで、 Ｍ士Ｉｔ３　　　ＱＣ とおく。

ここで、第２図の如く、電動機の一次電流ベクトル玉に
平行な方向にＴ軸をとり、ｑれに直交する方向にδ軸を
とったＴ−δ座標系で和ベクトルプ”を考察する。

第１の演算手段２１はＱ４）式の関係をもとに和ベクト
ルス°のδ軸成分Ｅδを算出する。α０式をα−β固定
座標系の成分で表すと、 ｔ これをγ−δ座標系へ変換するには、 を用いればよい。ここで、α軸をａ相巻線軸上にとれば
、検出される一次電圧ベクトル■（相電圧ｖＩＩｌ、ｖ
１ｃ）および一次電流ベクトルＬ（相電流ｊ　ｌｌｌ＋
　　ｉ　＋ｃ）は、 にてα−β固定座標系の成分に変換できる。したかって
、演算手段２１は、検出される一次電圧ベクトルスと一
次電流ベクトルＩを、０１１１．Ｑ９）式を用いてα−
β固定座標系の成分に変換してから、Ｑ６１゜θη式を
用いて、和ベクトル猪゛のδ軸成分Ｅδを求める。この
Ｅδの値は、これの算出に用いる電動機定数が電動機運
転中一定しているインダクタンスＬσしか使用しないた
め正確に求めることができる。

一方、αω式により和ベクトルス゛のδ軸成分Ｅδを求
めるに先立って、Ｑ５１弐をα−β固定座標系における
成分にて表すと、 となる。これをＴ−δ座標系の成分ＥＴ、Ｅδによる表
示に座標変換するには、先の０９式を用いればよい。そ
こで、θ＝ε−φの関係を考慮して、Ｅδを求めると、 となる。演算手段２２は破線枠立に含まれている電流モ
デルと同じ電動機定数Ｍ、１ｔ、Ｒｇおよび磁束指令値
′１′２．トルク指令値τ９回転子角速度ω２からＥδ
の値を演算する。したがって、電流モデルが演算した結
果を利用することができる。そこで、（５）、　（８１
式にて電流モデルが演算で求めたｉ。

ｉ７を用いて、先のＱｌにしたがって１１を求めれば、
それから次が求まる。

また、電流モデルが（７）式にて求めたω３Ｌを利用す
れば、 ω１＝ω１＋ω２　　　　　　　−・−−−−−・−・
　（２１が得られる。そこで、００式にしたがって演算
を実行すれば、和ベクトルδ軸成分の演算値Ｅδ“が得
られる。

真値Ｅδに対する演算値Ｅδ９の誤差は、電流モデルの
演算誤差と同様に、二次抵抗設定値の真値に対する誤差
に起因する。

そこで、演算手段２１の演算値を真値Ｅδとみなし、演
算手段２２の演算値Ｅ６＊が演算手段２１からの真値Ｅ
δに一敗するように、調節手段２３によって電流モデル
内の二次抵抗設定値Ｒ２を修正してやれば、その二次抵
抗設定値は真値に近づき、電流モデルは正確な磁束軸角
度位置を出力できるようになる。この修正動作は、第１
図に示されているように、二次抵抗設定器１６の設定値
Ｒ２゜に調節手段２３からの補正値ΔＲ２を加え合わせ
ることによって行われ、演算に用いられる二次抵抗設定
値は、Ｒｚ＝Ｒｔｏ＋ΔＲ２となる。

このようにすることによって、電流モデルは正確に磁束
軸角度位置を算出することができ、これにより誘導電動
機の高性能の可変速制御が保証される。

〔実施例〕

第４図ないし第６図は、本発明による誘導電動機の可変
速駆動装置の要部、即ちそれぞれ第１図における演算手
段２１．２２および調節手段２３の具体的実施例を示す
。

第４図によれば、演算手段２１では、電圧検出器２１１
にて電動機端子から検出された線間電圧が、相電圧Ｖ、
□　Ｖｌｃに直されてから、３相／２相変換器２１２に
より先のα瞬式にしたがってα−β固定座標系の成分ｖ
ｔａ’＋ｖｔβに変換される。もちろん線間電圧から直
接に成分ｖ１．１”１βに変換することもできる。変流
器４１．４２（第１図）にて検出された相電流ｔ　Ｉｍ
＋　　＋　ＩＣは３相／２相変換器２１３にて、先の０
１式にしたがいα−β固定座標系の成分ｉ波。

１１βに変換される。係数器２１４１．２１４２と微分
器２１５１゜２１５２と加算器２１６１．２１６２とは
先（７）Ｑ［０式の演算を実行し　、和ベクトル弯′の
α−β固定座標系の成＼分”　ａ　＋　　Ｅβを算出す
る部分である。この算出された成分Ｅ、、Ｅβはベクト
ル回転器２１７にて先の０９式にしたがって座標変換さ
れる。この結果、和ヘクトル舊　のδ軸成分Ｅδが出力
される。この場合に、ベクトル回転器２１７に導くべき
、一次電流ベクトル玉の角度位置εは成分ｔｌｃＸ、ｊ
ｌβがら得てもよいが、ここでは、電流モデルにより演
算された磁束軸の角度位置φと後述の演算手段２２で付
加的に得られるθとを加算する加算器２１８の出力（ε
＝φ＋θ）にて与えられる。

第５図によれば、演算手段２２ではに／Ｐ変換器２２１
が電流モデル（第１図）よりの’Ｎ＋ＩＴを極座標に変
換し、大きさ１１と角度θを出力する。

角度θは上記加算器２１８（第４図）に導かれる。更に
電流モデルよりのｉＨ，ｉアはそれぞれ割算器２２２１
、２２２２にて前記ｉｌで割算される。各割算器の出力
は先の式Ｌ２のから分かるようにｃｏｓθ、ｓｉｎθで
ある。一方、電流モデルで算出されたすべり周波数ω１
と速度センサ６（第１図）からの回転子角速度ω２とが
加算器２２３で加算されて磁束角速度ω、となる。磁束
指令器９（第１図）からの磁束指令値甲２は微分器２２
４で微分される。掛算器２２５１〜２２５３、加算器２
２６、係数器２２７の部分は先の（財）式にて所望のＥ
δ“を算出する演算部分である。

第６図によれば、第５図による演算手段２２にて求めら
れた演算値Ｅδ０が調節手段２３に導かれ１、比較点２
３１において第４図の演算手段２１からの演算値Ｅδと
比較される。比較点２３１において得られる制御偏差Ｅ
δ−Ｅδ９は極性切換器２３２を介してＰＩ調節器２３
３に入力される。このＰｉ１ｇ節器の出力が補正値ΔＲ
ｚとして、第１図における電流モデル内で、加算点１９
にて二次抵抗設定器１６の設定値Ｒ２゜と加算され、こ
れによって、電流モデルは二次抵抗設定値Ｒ２＝Ｒ，。

＋ΔＲ２を演算に使用する。極性切換器２３２は第５図
の演算手段２２において付加的に得られる磁束角速度ω
、の極性に応じて制御偏差Ｅδ−Ｅδ０の極性を切り換
える。この極性切り換えについて、第７図および第８図
を参照して説明する。

制御原理を定性的に説明するために、定常状態を考える
。ｔ２Ｉ１式において、ｐ（甲２）＝０とすると、とな
る。この場合のＥδは誘起電圧ベクトルπ２のδ軸成分
と等しい。この関係が第２図のベクトル図に示されてい
る。これからも分かるように、ＥδはＲ１による電圧降
下に無関係の値である。

今、制御回路の電流モデルで設定したＲ２が真価からず
れて、電流モデルで演算された磁束軸（Ｍ軸）と電動機
内の磁束軸（Ｍ’軸）がずれたときの動作を説明する。

第７図および第８図において、＊は制御回路内の指令値
を意味する。第７図は磁束の回転方向が反時計方向の場
合、第８図は磁束の回転方向が時計方向の場合を示す。

両図共にＭ゛軸がＭ軸に比べ角度が進んでいる状態を示
している。

最初に第７図を説明する。電動機に流す電流が一定であ
るとすると、この電流のＭ゛軸成分はｉ１４は、ｉ１４
＞ｉＨ”となる。これは電動機の磁束の方が大きいこと
を示し、誘起電圧ベクトルの大きさも電動機の方が大き
い（ＩＩ！ｚｌ＞ｌπ？１）。仮に、Ｒ１の値は変化し
ないものとして、先の和ベクトルを求めると、（１弯°
１〉１弯°１１）となり゛、和ベクトル舊゛のδ軸成分
はＥδ〉Ｅδ０となる。

このように磁束軸がずれると、その変化は電圧ベクトル
のδ軸成分に影響する。この場合にＭ軸とＭ°軸とを一
致させるためには、Ｍ軸を反時計方向に回転させればよ
い。これは、すべり角度の絶対値を増加させることを意
味し、制御回路内の二次抵抗設定値を増加させればよい
。

第８図は磁束ベクトルが時計方向に回転しているため、
発生する誘起電圧の極性は第７図の場合と逆である。電
圧ベクトルのδ軸成分に着目すると、Ｅδ＞Ｒ６“とな
り、第７図の場合と同じであるが、Ｍ軸とＭ”軸とを一
致させるためには、Ｍ軸を反時計方向に回転させる必要
があり、これは、すべり角度の絶対値を減少させること
を意味するので、制御回路内の二次抵抗設定値を減少さ
せればよい。

第７図および第８図の説明から分かるよ−うに、磁束ベ
クトルの回転方向により、即ち磁束の角速度ω、の極性
により、二次抵抗の補正値ΔＲ２の極性が異なる。第６
図における極性切換器２３２はこれを考慮したものであ
る。

第９図は第５図による演算手段２２の変形例を示し、こ
れはＱυ式においてｐ（甲２）の項を省略して演算値Ｅ
δ１を求めるようにした場合の実施例であり、磁束の変
化が小さい場合には構成が簡単なため有利となる。一般
に二次抵抗の温度上昇は回転子の熱時定数にしたがって
おり、平均的な二次抵抗の変化を補正するには、この第
９図の実施例で十分である。

以上述べた実施例中の各種回路は、公知のアナログ技術
、デジタル技術、ソフトウェア技術のいずれでも容易に
構成できる。また、本原理の実施例の説明にあたって、
トランジスタインバータを用いているが、他の変換装置
２例えば電流形インバータ、ＧＴＯインバータ、サイク
ロコンバータ等を用いても実現できることはいうまでも
ない。

更に、直接に二次抵抗設定値を修正しな（でもすべり周
波数ω２．を修正するなどのように、結果的に二次抵抗
設定値を修正したことになればよいので、この点に関し
ても種々変形が可能である。

〔効果〕

以上のように、本発明によれば、電動機の誘起電圧ベク
トルと一次抵抗電圧降下ベクトルの和ベクトルについて
の、一次電流ベクトルに直交する成分を、一方では運転
中に大幅に変動する二次抵抗および一次抵抗を演算パラ
メータとして使用しない第１の演算手段で求め、他方で
は制御回路内の電流モデルと同様に運転中に大幅に変動
する二次抵抗を演算パラメータとして使用する第２の演
算手段で求め、第２の演算手段で求められる値が第１の
演算手段で求められる値に一致するように二次抵抗設定
値を修正することによって、この二次抵抗設定値を電動
機の二次抵抗の真値に近づけることができるので、電流
モデルによって演算される磁束軸の角度位置が正確とな
り、しかも従来のように一次抵抗を演算パラメータとし
て含んでいないので低い速度範囲においても修正動作を
有効に働かせることができ、したがって電動機の可変速
制御性能の著しい向上を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明装置の実施例を示すブロック図、第２図
はベクトル制御原理を説明するためのベクトル図、第３
図は磁束演算のための電圧モデルを示すブロック図、第
４図は第１図の実施例における第１の演算手段の具体的
実施例を示すブロック図、第５図は第１図の実施例にお
ける第２の演算手段の具体的実施例を示すブロック図、
第６図は第１図の実施例における調節手段の具体的実施
例を示すブロック図、第７図および第８図は第６図にお
ける極性切換器の役割を説明するためのベクトル図、第
９図は第５図に示された第２の演算手段の具体的実施例
に対する変形例を示す。 １−誘導電動機、２−電力変換器、５−・電流調節器、
８−・−速度調節器、９・−磁束指令器、旦−・−磁束
軸の角度位置を演算するための電流モデルを含む制御回
路部分、１６−二次抵抗設定器、１９−・−座標変換器
、２１・−第１の演算手段、２２−・−第２の演算手段
、２３・・−調節手段。 肩２図 １１に 第３□□□ と１４と　　　ｔ！１５ど 第６　目 第９罰

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）出力電圧の大きさ、周波数および位相の制御できる
   電力変換器により給電される誘導電動機の可変速駆動の
   ために、トルク指令値、磁束指令値、回転速度および電
   動機定数から磁束軸の角度位置を演算する電流モデルを
   用いて、電動機の一次電流ベクトルを磁束軸に平行な成
   分とこれに直交する成分とに分けて両成分を互いに独立
   に制御する制御装置を備えた誘導電動機の可変速駆動装
   置において、 電動機の誘起電圧ベクトルと一次抵抗電圧降下ベクトル
   との和ベクトルの、一次電流ベクトルに対して直交する
   成分を、電動機から検出した一次電圧ベクトルおよび一
   次電流ベクトルから電動機定数を用いて演算する第１の
   演算手段と、 電動機の誘起電圧ベクトルと一次抵抗電圧降下ベクトル
   との和ベクトルの、一次電流ベクトルに対して直交する
   成分を、前記電流モデルと同様にトルク指令値、磁束指
   令値、回転速度から電動機定数を用いて演算する第２の
   演算手段と、 前記第２の演算手段および前記電流モデルが演算に用い
   る電動機定数の一つである二次抵抗の設定値、またはこ
   れから導き出されるすべり周波数の如き演算過程の途中
   で得られる中間演算値を両演算手段の演算結果が一致す
   るように修正する調節手段と、 を備えることを特徴とする誘導電動機の可変速駆動装置
   。 ２）前記第２の演算手段は前記電流モデルの演算と少な
   くとも一部を共有していることを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の誘導電動機の可変速駆動装置。