JPS59156184A - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は誘導電動機の１次電流をトルク成分と励磁成分
に分けてそれぞれ独立に制御する誘導電動機の制御方法
に関する。

〔発明の背景〕

誘導電動機の１次電流をトルク成分と励磁成分に分解し
、それぞれを独立に制御するものはベクトル制御方法と
して良く知られている。ベクトル制御方法を採用すると
、誘導電動機においても直流゛電動機と同様に高応答の
速度制御を行える。

誘導電動機のベクトルと制御方法としては大別すると磁
束検出形ベクトル制御方式とすべり周波数制御形ベクト
ル制御方式とがある。磁束検出形ベクトル制御方式は誘
導電動機に磁束検出器を設けなければならず、汎用の誘
導電動機に採用でき彦い。このため、近年はすべり周波
数制御形ベクトル制御方式が注目され、既に実用に供さ
れている。

ところで、すベシ周波数制御形ベクトル制御方式は電動
機定数が一定という条件ですベシ周波数を演算により求
めている。このため、電動機の２次抵抗が温度などによ
って変動すると、すべり周波数を適正値にできなくなる
。すべり周波数が適正でないと１次電流のトルク電流成
分と励磁電流成分の大きさを指令値に一致させることが
できない。

このような点を解決するため誘導電動機の２次抵抗値を
測定し、゛すベシ周波数の演算定数を修正する方法が提
案されている。

ところが、この方法は速度検出器の検出誤差や電動機の
製作誤差による励磁インダクタンスの差などにより制御
誤差を生じすべり周波数を所定値にすることができない
。したがって、ベクトル制御を精度良く行うことができ
ないという問題点を有する。

〔発明の目的〕

本発明は上記点に対処して成されたもので、その目的と
するところはすべり周波数を常に適正値にして一次電流
のトルク電流指令と励磁電流成分を所望値にできる誘導
電動機の制御方法を提供することにある。

〔発明の概要〕

本発明の特徴とするところは誘導電動機の電動機電圧を
検出し、この電動機電圧の制御系で決定した励磁電流成
分に対する平行成分および直交成分をそれぞれ求め、電
動機電圧の制御系で決定した励磁電流成分と平行成分が
零となるように誘導電動機の１次周波数を制御すると共
に電動機電圧の制御系で決定した励磁電流成分と直交成
分が設定値となるように励磁電流指令を補正するように
したことにある。

なお、電動機電圧とは端子電圧あるいは端子電圧から漏
れインピーダンス篩分を差し引いた誘導起′電力のこと
である。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

第１図において、１はゲートターンオフサイリスタなど
のスイッチング素子とダイオードで構成されるＰＷＭ・
インバータで、１組分のみを示している。２は誘導電動
機、３は電動機２の速度指令信号Ｎ＊を出力する速度指
令回路、４は速度検出器、５は速度指令信号Ｎ＊と速度
検出器４の速度検出信号Ｎを比較□し、トルク電流指令
１１＊を出力する速度制御回路、６は電動機２の端子電
圧を検出する変圧器、７は変圧器６で検出した端子電圧
ｖｕ　、ｖ、、ｖ、を２相信号Ｖ１α、Ｖ１βに変換す
る相数変換回路、８は端子電圧Ｖの回転座標軸成分（励
磁電流成分と平行成分ｅ、と直交成分ｅ、）′を検出す
るための電圧成分検出回路、９は周波数指令信号ｆ１　
＊（直交成分ｅ、の指令信号ｅｑ　　）と電圧成分検出
回路８の直交成分信号ｅ、の偏差を増巾し励磁電流補正
信号Δ’　ｓ、　＊を出力すＩる電圧偏差増巾器、１０
は電動機２の１次電流の励磁電流成分の信号ｊｍａｋ出
力する励磁電流指令回路、１１は励磁電流指令信号１．
、、と励磁電流補正信号Δｉｍ＊を加算し励磁電流指令
信号ｉｏ＊を出力する加算器、１２はトルク指令信号ｉ
ｒ＊　に比例したすベシ周波数指令信号ｆ、＊を出力す
るすべり周波数演算回路、１３は速度検出信号Ｎに比例
した回転周波数ｆ、とすべり周波数指令信号ｆ、＊を加
算し周波数指令信号ｆ１＊を出力する加算器、１４は周
波数指令信号（ｆに比例した周波数の２相正弦波信号ｐ
、　（−ｃｏｓωｔｔ）、ｐｂ（＝ｓｉｎω１１）を出
力する発振器である。なお、ωｌは１次角周波数である
。１５．１６は励磁電流指令信号ｉ、＊と正弦波信号ｐ
、あるいはトルク゛電流指令信号監−１と正弦波信号ｐ
ｂを掛算し１次電流の励磁成分およびトルク成分の電流
パターン信号（正弦波信号）　ｉＩ、Ｂ　１１　ｐを出
力する乗算器、１７は電動機２の１次電流の電流パター
ン信号ｉｌ＊を出力する加算器、１１３：”電流検出器
、１９は電流パターン信号１１＊に比例するように電動
機２０１次直流１１を制御する電流制御回路、２゜はＰ
ＷＭインバータ１にゲート信号を与えるためのゲート回
路である。なお、部品番号１５〜２゜゛についてはイン
バータ１の相数に対応して３組設けられるが、１組分の
み示し他の２組は図示を省略しである。

第２図に電圧成分検出回路８の一例を示す。

８２図において、３１〜３４は電圧信号Ｖ１　ａ。

Ｖｌ、９を基準入力信号として加えられるＤ／Ａ変換器
、３５．３６は加算器である。

次に、第１図の動作を説明する。

まず、本発明の理−解を容易にする始め、すベシ周波数
制御形ベクトル制御方式の原理を簡単に説明する。

誘導電動機２０回転磁界座標系の１つの軸をｄ軸、ｄ軸
に直交する軸をｑ軸とし、１次電流ｉ１のｄ軸成分ｉｌ
ｄとｑ軸成分１ｔＱについて次式の如く制御すれば、ｄ
軸成分１１ｄは励磁電流ｉイに、またｑ＠成分１１ｑは
トルク電流１７に対応させて制御することができる。

１ｉ１１＝Ｆ■帽〒口石〒ロ　・・・・・・・・・（１
）ここに、１１　：１次心流 ω、：すべり角周波数 Ｔ２　：２次時定数 θ　：ｄ軸に対する１次電流１１の位 相 １次電流ｉ１の大きさを（１）式、すべり角周波数ω、
を（２）式、かつ１次電流１１の位相θを（３）式を満
足するように制御すれば、１次電流ｉｌのｄ軸成分ｉ１
ｄに応じて磁束φを、またｑ軸成分ｊｌ（１に応じてト
ルクτを各々独立に制御することができる。このときの
ベクトル図は第３図（ａ）のようになる。このとき、ト
ルクτは次式にて示されるようにｑ軸電流成分ｉｌｑに
対して応答遅れなく制御される。

τ＝にφＩＩｑ　　　　　　　　　　・・・・・・・・
・（４）ここに、ｋ：比例定数 以上すべり周波数制御形ベクトル制御方法の原理を説明
したが、以下、第１図の実施例の動作を詳細に説明する
。

まず、１次′電流ｉｌの大きさと位相が（１）式と（３
）式に従い制御されることを説明する。

発振器１４は加算器１３の１次周波数指令信号Ｌ＋”＆
同じ周波数で互いに９０度の位相差の２箱正弦波信号Ｐ
ａ　＋　ｐｂを出力する。

ｐ、　　＝ＣＯ５ω１ｔ ｐｂ−５ｉｎω１ｔ　　　　　　　　　°°・・・・・
・・（５）ただし、ω１＝２πｆ１＊ 乗算器１５は励磁電流指令信号ｉ、＊と正弦波信１号ｐ
、を掛算して励磁電流パターン信号１１ａを絽力し、ま
た乗算器１６はトルク電流指令信号ｉｆ＊と正弦波信号
ｐｂを掛算してトルク電流パターン信号ｉ１ｐ＊を出力
する。両電流パターン信号”１：＋　ｉｔ、ｊ”？図示
の極性で加算器１７に加えベクトル加算し１次電流パタ
ーン信号ｉ１　を求める。この関係を式で示すと次のよ
うになる。

１＋　＝１１ａ＋１、β 一斤フ１７万ｃｏｓ　（ω１ｔ＋θ）・・・（６）ここ
に、 １１ａ−１，ｌ１ｃＯ５ω１ｔ ｔ１β　−−ｓ　、　５ｉｌＩＯ）ｌ　ｔ′屯泥流制御
回路１９１次電流パターン信号１１と電流検出器１８の
電流検出信号１１を入力しイノバータ１の点弧制御を行
う。これによシインバータ１の出力′電流ｉ１　は１次
電流パタニン信号ｉｌ＊に比例するよう制御される。

このようにして電動機２の磁束軸とｄ軸電流成分ｉ１　
ｄが一致している基準状態においては励磁電流設定信号
’ｍｓ（”；Ｌ＊）に比例してｄ軸電流成分ｉ１ｄが制
御され、トルク電流指令信号ｉｔ＊に比例してｑ軸電流
成分ｔｌｑが制御され、（１）式及び（３）式の関係は
満足される。なお、基準状態においては励磁電流指令信
号ｉｏ＊と励磁電流指令信加算器工３において、すベシ
周波数演算回路１２からのすベシ周波数指令信号ｆ−（
）ルク電流指令信号１．に比例）と速度検出信号Ｎに比
例した回転周波数信号ｆ、が加算され、周波数指令信号
ｆｌが取シ出される。なお電圧成分検出回路８のｄ軸電
圧成分ｅｄは零とする。ｄ軸電圧成分ｅａについては後
述する。

電動機２の１次局波数ｆ、は次式で決定される。

ｆ　１＝ｆ　ｒ　＋ｆ　、＊　　　　　　　Ｈ＋＋、＊
＋＋＋（’７）一方すベシ周波数の実際値ｆ１は次式に
て示される。

ｆ　１＝　ｆ　ｒ＋　ｆ　、　　　　　　　　　　−−
・・（８）回転周波数ｆ、の検出誤差がなければｆ−：
ｆ。

となり、すべり周波数指令信号ｆ、＊は（８）式に従い
決定される。結局、すべり周波数ｆ、は（２）式に従う
ように制御されることになる。

ここに、Ｔ２．２次時定数の基準値 以上のようにして（１）〜（３）式の関係が満足される
ように制御されるのですベクトル制御のベクトル制御を
行える。

ところで、このようにしてベクトル制御を行うのである
が、上述したような制御誤差による影響は本発明におい
て次のようにして補償される。

本発明による制御誤差の補償原理を説明する。

制御誤差の影響は電動機電圧（磁束）の変動として現わ
れる。したがって、電動機電圧の基準値からの変動をも
って電動機の１次周波数及び励磁電流を制御することに
より制御誤差を補償することができる。以下、さらに詳
細に第４図を参照して本発明の補償原理について説明す
る。

第４図はトルク電流指令信号ｉごとからの励磁電流指令
信号１ｆｆｌ＊が一定の場合における、すべり周波数ｆ
６に対する電動機磁束φの変化を示す。

第４図においてφｄ、φ、はｄ、ｑ軸の各磁束成分、φ
はφｄ、φ９のベクトル合成磁束である。

なお、第４図（ａ）はトルク電流指令信号ｉｆ＊が正の
定格値で誘導電動機２が正の定格トルクを発生するとき
の特性図、同図（ｂ）はトルク電流指令信号ｉごが零の
特性図および同図（Ｃ）は誘導電動機２が負の定格トル
クを発生するときの特性図である。

第４図（ａ）においてＸ点がｑ軸磁束成分φ、が零とな
る基準状態動作点である。磁束φについて考察するに基
準状態動作点Ｘのときの磁束φを１．０（ｐ、ｕ−）と
する。すベシ周波数ｆ、が動作点。

より過大であるときはφ＜１．０　（ｐ、　ｕ、）とな
り、トルクが低下する。このときのベクトル図は第３図
（Ｃ）のようになる。逆に、すベシ周波数ｆ、が過小で
あるときはφ＞１．０　（ｐ、　ｕ、）となシミ動機電
圧が上昇する。ベクトル壱図は第３図（ｂ）のようにな
る。

なおすべり周波数ｆ、が適正値よシ過太とは、例えば２
次抵抗値が基準値に比べ小の場合であって、すべり周波
数演算回路１２のすべり周波数指令信号ｆ、＊が（２）
式にて決定されるすべり周波数ｆ、の適正値より犬とな
るような場合である。

一方、ｑ軸磁束成分φ、についてみると第３図のベクト
ル図からも明らかなように動作点Ｘを境界にして極性が
変化する。すべり周波数ｆ、が過大であるときはφ、く
０となり、逆に、すベシ周波数ｆ、が過小のときはφ、
〉０となる。したがって、φ、〉０ならば１次周波数１
１を上げ、φ、く０ならば下げるようにしてｑ軸磁束成
分φ、に応じてすベク周波数ｆ、を修正制御すれば動作
点は基準状態動作点に移る。

このようにｑ軸磁束成分φ、のに応じてすベシ周波数ｆ
８を修正することによって制御誤差による影響を除いて
ベクトル制御を精度良く行えることが分る。

ただし、第４図の特性から分るようにトルク電流指令信
号ｉ／が大きいと、つまり負荷が大きくなるとφ、〈０
の範囲においてｑ軸磁束成分φ。

の絶対値１φ、１が小さくなる。絶対値１φ、１が小さ
くなるとすベシ周波数ｆ、の変化分Δｆ。

に対するｑ軸磁束成分φ、の変化分Δφ、の値Δφ、／
Δｆ、も小さくなシゲインが低下する。

１φ、１が小となる原因はすベシ周波数ｆ、の増加によ
シ磁束φ及びｄ軸磁束成分φ、が減少するためである。

したがって、ゲイン低下を解決するには次のような制御
を行うことによシ実現できる。

磁束成分φｄ、φ、は定常時において次式にて与えられ
る。

φ、−（ωｓ　Ｔ　２φ、＋Ｍｉ１ｄ）　　　　・・・
・・・・・・α０）φ、−（−ωａＴ２φａ　＋Ｍ　１
　＋ｑ）　　　　・・・・・・・・・ａυここに、Ｍ：
励磁インダクタンス ｑ軸磁束成分φ、は基準状態動作点においては零である
が、すベシ角周波数ω、（−２πｆ、）の変動に応じて
正負に変化する。そのゲイン（Δφ、／Δω、）はα１
式に示すようにｄ軸磁束成分φｄに比例する。φｑ＜ｏ
においてゲインが小となる理由はｄ軸磁束成分φｄが減
少するからである。したがって、ｄ軸磁束成分φｄが一
定に保たれるように制御すればゲイン低下を防止できる
。ｄ軸磁束成分φｄは（１０）式に示すようにｄ軸重′
流成分１１ｄに応じて変化する。ｄ＠磁束成分φｄを検
出し定格値からの変動に応じてｄ軸電流成分ｉ１ｄを制
御することによりｄ軸磁束成分φｄを一定値に保つこと
が可能となる。

同様に、電動機の製作誤差による励磁電流の不揃い（励
磁インダクタンスＭの不揃い）による磁束φ及びφｄの
変動についてもｄ軸磁束成分φｄが一定値となるように
ｄ軸電流成分ｉｌ　ｄを制御することにより同時に補償
される。

第４図（ｂ）、　（Ｃ）の場合においてもｑ軸磁束成分
φ９に応じて１欠周波数ｆ１　を制御し、ｄ軸磁束成分
に応じてｄ軸電流成分１１　ｄを制御する。ことによシ
、常に基準状態での動作を行える。このようにして（２
）式の関徐に従いすべり周波数ｆ、が膏に適正値となる
よう制御される。

第１図の実施例において制御誤差の補償は次のようにし
て行われる。

変圧器６で検出した誘導゛電動機２の端子電圧”　＋　
ｖｖ　、　Ｖ’、を相数変換回路７に導き次式の関係で
２゛相信ｖ１ａ＋　ｖｌＪ　　に変換する。

Ｖ　１　ａ”：　Ｖ　Ｉｌ “β＝り”（“−“ゝ　　°゛°”−ａ’ｂ電圧成分検
出回路８は２相電圧信号ｖ１ａｒ　”Ｊと・発振器１４
の発振信号ｐ−、ｐｂを入力して電動機電圧Ｖの２軸分
分、つ−１シ励磁電流位相基準と９０度位相差成分ｅｄ
　（−φｑ）と同位相成分ｅｑ　　（＝ｃφｄ）を検出
する。

Ｄ／Ａ変換器３１〜３４は発振器１４のディジタル正弦
波信号ｐｍ、ｐｂをアナログ信号に変換するが、その大
きさは基準入力信号として加えられる２相信号ｐ−、Ｉ
）ｂによって決定される。

Ｄ／Ａ変換器３１〜３４は次式のような出力ｐ、′〜ｐ
ｔを生じる。

ｐ　、　””　ｖ　１　、　ＣＯ５ω１１ｐｄ　””　
Ｖ　１　ｐｓ１ｎω１ｔ ｐ＊＝Ｖｔａｓｉｎω１１ ｐｆ　””　Ｖ　１　ｐ　ＣＯ３ω１１　　　　　　°
−、…（１３）’　Ｄ／Ａ変換器３１．３２の出力信号
ｐ・：ｐｄを加算器３５で加算しｄ軸電圧成分ｅｄを求
め、またＤ／Ａ変換器３３．３４の出力信号ｐ、。

ｐｔを加算器３６で図示の極性で加算することによシｑ
軸電圧成分ｅ５．を求める。

ｄ軸およびｑ軸電圧成分ｅｄ、ｅｑの求め方を整理する
と次式のように彦る。

このようにして検出された′電圧成分ｅ、１　、ｅ。

は誘導電動機２の漏れインピーダンス降下を無視すれば
磁束成分φｄ、φ、と次式の関係がある。

ｅ４＝−ω１φ。

ｅ、＝　　ω１φｄ　　　　　　　　　　　　・・・・
・・・・・ａ■ｄ＠電圧成電圧成分上４ｑ軸磁束成分φ
、を検出でき、またｑ＠電圧成分ｅ、によりｄ軸磁束成
分φｄを検出できる。

電圧成分検出回路８で検出されたｄ軸電圧成分ｅ、はす
ベシ周波数指令信号ｆ、及び回転周波数信号ｆ、と共に
加算器１３に加えられる。ｄ軸電圧成分ｅａは負（φ、
〉０に相当）の場合に加算器１３の周波数指令信号ｆ１
＊が増加するように図示の極性で加算される。発振器１
４は周波数指令信号ｆｌ＊に比例した周波数で正弦波信
号ｐ。

ｐｂを出力する。したがって、インバータ１の出力周波
数ｆ１は周波数指令信号ｆ１＊に比例するよう制御され
る。

このように、常にｄ軸電圧成分ｅａ＝０（φ。

＝０）となるように１欠周波数ｆ１が制御され、こＯ結
果すべり周波数ｆ６は基準状態動作点の値に制御される
。すベシ周波数ｆ、が基準状態動作点の値に制御される
ことは２次抵抗の温度変化に伴うすベシ周波数の適正値
の変化に追従してすべり周波数ｆ、を制御することにな
る。したがって、２次抵抗変化の影響を補償することが
できる。速度検出器４の検出誤差や誘導電動機２の励磁
インダクタンスの不揃いによる影響も同様に補償するこ
とができる。

一方、電圧成分検出回路８で検出されたｑ＠電＊ 三成分ｅｑは加算器１３の周波数指令信号ｆ１ト突き合
わされ、電圧偏差増巾器９に加えられる。

このとき、周波数指令信号ｆ１＊はｑ軸電圧成分ｅ、の
指令信号として用いられる。電圧偏差増巾器９からはｑ
軸電圧成分ｅ、（＝φｄ）の変動分に関係した励磁電流
補正信号Δ１ｏ＊が取シ出される。この励磁電流補正信
号Δｉ、、＊と励磁電流指令回路１０からの励磁電流設
定信号ｉ　ｍｅ　　を加算器１１において加算して励磁
電流指令信号ｉ、、、＊を得る。誘導電動機２の励磁電
流１つ、すなわち１次電流１１のｄ４電電流分ｉ１ｄは
励磁電流指令信号ｉ、、＊となるように制御される。こ
の結果、ｄ軸磁束成分φｄは常に一定値に制御される。

以上のように制御するのであるが、すベシ周波数ｆ、を
常に適正値に保つことができ、また電動機磁束φ（φ、
＝０のときφ−φｄ）を所定値に制御することができる
。したがって、２次抵抗の変動や速度検出誤差などの制
御誤差に影響を補償してベクトル制御を精度良く行える
。

ここで、第１図の実施例においては磁束φを一定値に制
御するようにしているが、磁束φを調節する場合にも同
様に行える。この場合にはすベシ周波数演算回路１２に
おいて（９）式に従いトルク電流指令信号ｉ、＊を励磁
電流設定信号ｉ、＊にて１Ｆｉｉ算してすベシ周波数指
令信号ｆ−を求めるようにすると共−周波数指令信号ｆ
１＊に励磁電流設定信号ｉ□　を乗算してｑ軸電圧成分
ｅ、の指令信号ｅｑ＊として電圧偏差増幅器９に加える
ことによシ容易に実現できる。

また、電動機磁束φとｄ軸磁束成分φ４は第４図に示す
ように類似の関係にあるため、ｄ軸磁束成分φｄの代シ
に磁束φが所定値となるようにしても同様の効果が得ら
れる。このときは電動機電圧の大きさの検出信号を電圧
偏差増巾器９に加えるように構成すれば良い。さらに、
電圧成分ｅｄ。

ｅ９から漏れインピーダンス降下を差し引きｉ導起電力
を求めた方がよシ一層精度良い制御可能となるので望ま
しい。

第５図に本発明の他の実施例を示す。

第５図はｄ軸とｑ軸の磁束成分φｄ、φ９を演算検出し
、直接にφ４．φ、を制御するようにしたものである。

第５図において第１図と同一記号のものは相当物を示し
、磁束検出回路２１は次式に従い電動機電圧の２相交流
信号ｖ１　（Ｆ　ｌ　ｖｌ　７３　　を積分することに
よシ、磁束成分φヶ、φ、（２相交流信号）を検出する
。

φ、＝＝　　ｆ　（ｖ　’　　Ｚ　ｔｌβ）　ｄｔｌβ φβ＝　　ｆ　（ｖｔａＺ　１ｔａ）　ｄｔ　　　　−
−１”（ＬＱここに、ｚ：漏れインピーダンス なお、Ｚｉｌは磁束の検出精度を高めるために、電動機
の漏れインピーダンス降下の影響を１次電流ｉ１　（実
際値または指令値）を用いて補償したことを示す。

磁束成分検出回路２２は次式に従い磁束φの２軸分分す
なわち励磁電流位相基準に対し同位相成分φｄと９０度
位相差成分φ、を各々検出する。

磁束成分検出回路２２で検出されたｑ軸磁束成分φ、は
加算器１３にφ、〉０のとき周波数指令信号ｆ１　が増
加する極性にて加えられる。一方、ｄ軸磁束成分ｐｄは
磁束指令回路２３がらの磁束指令信号φｄ＊＆突き合わ
され、磁束偏差増巾器２４に加えられる。磁束偏差増巾
器２４はｄ°軸磁束成分φｄと磁束指令信号φ−９の偏
差に応じた励磁電流位相基準Δｉ、、＊を出力し加算器
１１に加え。

る。その後の動作は第１図と同一である。

このように第５図の本実施例においても第１図と同様の
制御を行わせることができ、同様の効果が得られる。

第６図に本発明の他の実施例を示す。

第６図は電圧偏差増巾器９の励磁電流補正信号Δｉ、＊
を励磁電流指令信号ｉ、＊（！：して乗算器１５に加え
るようにしたものである。このようにしても正弦波信号
ｐ１の振幅はｑ軸電圧成分ｅ、が周波数指令信号ｆｌ＊
で定まるｉ令値ｅごとなるように制御される。したがっ
て、第６図のようにしても第１図と同様な効果が得られ
る。

〔発明の効果〕

・以上説明したように本発明は電動機電圧の励磁電流成
分と平行成分が零となるように１次周波数を制御すると
共に直交成分が設定値となるように励磁電流のノ〈きさ
を補正しているのですべり周波数を常に適正値にするこ
とができる。その結果、２次抵抗の変動や速度検出誤差
などの制御誤差の影響を補償して精度良いベクトル制御
を行える。

なお、上述の実施例はＰＷＭインバータの例であるが、
他のインバータであってもその出力周波数及び出力電圧
（電流）が制御可能なものであれば本発明を適用するこ
とができるのは勿論である。

また、誘導電動機の速度制御を行うものでなく、トルク
制御を行うものであっても本発明を適用できるのは明ら
かであろう。

−さらに、上述の実施例はアナログ構成めものを示しだ
が、マイクロプロセッサなどを用いてディジタル制御を
行う場合にも本発明を採用できるのは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図の電圧成分検出回路の一例を示す構成図、第３図は本
発明を説明するためのベクトル図、第４図は本発明の詳
細な説明するだめの特性図、第５図、第６図はそれぞれ
本発明の他の実施例を示す構成図である。 １・・・インバータ、２・・・誘導電動機、７・・・相
数変換回路、８・・・電圧成分検出回路、９・・・電圧
偏差増巾２　　　　　　　　　第２０ 人

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １．誘導電動機の回転速度を検出し１次電流の大きさと
   周波数を制御してトルク電流と励磁電流を独立に制御す
   る誘導電動機の制御方法において、前記誘導電動機の電
   動機電圧を検出し、この電動機電圧の制御系で決定した
   励磁電流成分に対する平行成分および直交成分をそれぞ
   れ求め、電動機電圧の制御系で決定した励磁電流成分と
   平行成分が零となるように前記誘導電動機の１次周波数
   を制御すると共に電動機電圧の制御系で決定した励磁′
   に流成分と直交成分が設定値となるように前記励磁電流
   を補正するようにしたことを特徴とする誘導電動機の制
   御方法。