JPH01197820A

JPH01197820A - 誘導負荷用省電力制御装置

Info

Publication number: JPH01197820A
Application number: JP2128788A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Hatanaka; 武史畑中
Original assignee: ARETSUKUSU DENSHI KOGYO KK
Current assignee: ARETSUKUSU DENSHI KOGYO KK
Priority date: 1988-02-02
Filing date: 1988-02-02
Publication date: 1989-08-09

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の対象〕本発明は交流電力制御装置に関し、とくに、交流インダ
クシ履ンモータ等の誘導負荷用省電力制御装置に関する
。

〔従来技術〕

従来、交流インダクシ短ンモータ、その他の誘導負荷の
省エネルギーを目的として、米国特許第４，０５２，６
４８号および同４，３ｓ７．ｇ４ｏ号において、インダ
クションモータの久方電圧を位相制御により変えて力率
を改善することが提案されている。

これら電力制御装置では、サイリスタにょ゛り負荷に供
給される交流電圧を直接位相制御するため、負荷電流が
多くの電磁波ノイズや高調波成分を含み、とくに高調波
電流が電力制御装置の電力用コンデンサとリニア・リア
クトルに流入して、これら素子に異常音、振動の発生お
よび過熱、４ａ傷等の障害をひき起こしていた。しかも
、位相制御により発生した電磁波ノイズはコンピュータ
等の情報機器やその他の制御装置に多大な障害を与えて
いた。サイリスタは毎サイクルにおいて電圧に同期して
点弧されそいるが、サイリスタの点弧のための同期信号
は５ｃｓｉｔ圧からとっているので、同期信号は電源電
圧の波形歪みのために変動してしまうことがあった。こ
のため負荷の状態によっては制御が不安定になったり、
場合によっては制御不能となってしまい、省エネルギー
効果が不充分となったり、あるいは電力制御装置自体の
安全性ならびに信頼性において問題があった。これを解
決することを目的として、米国特許第４，６０２，２０
０号には高調波フィルターを設けることが提案されてい
るが、この装置では多数の大容量のコンデンサ、リアク
トル、ならびに抵抗を必要とし、装置全体が大形化する
とともに製造コストが極めて高くついていた。つぎにイ
ンダクシミンモータや誘導コイルの始動時にはモータの
定格電流の６倍以上の大きい始動電流が流れて、しばし
ば電力用半導体素子が破壊するためにその都度負荷装置
が停止して頻繁な保守点検が必要であり、したがって、
これを防ぐためには不必要に大きな定格の電力用半導体
素子と大容量で高コストの制御゛回路とを必要とし、不
経済であるだけでなく、電力損失も大きいという欠点が
あった。

〔発明の目的〕

そこで、本発明の目的は電磁波ノイズや高調波成分の発
生が著しく少なく、シかも、省エネルギー効果の高い誘
導負荷用省電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は過負荷耐量が大きくて負荷装置のス
トールをひき起さず、しかも安定性や信頼性が高く、保
守点検が不要な誘導負荷用省電力制御装置を提供するこ
とを目的とする。

本発明の他の目的は交流インダクションモータ等の誘導
負荷の急激な負荷変動に高速に応答可能な誘導負荷用省
電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は著しく小形軽量化さ−れ、従来の数
分の１の低コストの誘導負荷用省電力制御装置を提供す
ることを目的とする。

（発明の構成〕本発明の省電力制御装置はセンタレッグと、このセンタ
レッグからウィンドーを介して一体的に延びているサイ
ドレッグとを有するＥ形鉄心と工形鉄心とにより主磁束
ループ路を構成する主鉄心と、前記主磁束ループ路の一
部をバイパスさせるために前記Ｅ゛形鉄心のウィンドー
の中間部にエアギャップを有するように配置された分路
鉄心と、前記Ｅ形鉄心のウィンドーの上部に配置された
分路巻線と、前記ウィンドーの上部に配置され、前記分
路巻線に直列接続された同極性の昇圧巻線と、前記ウィ
ンドーの下部に配置され、前記昇圧巻線に直列接続され
た逆極性の降圧巻線と、前記主鉄心の底部にエアギャッ
プをもって接合されたＥ形鉄心よりなる制御鉄心と、前
記主鉄心の一部を前記制御鉄心を介して可飽和制御する
ために前記制御鉄心に巻装された制御巻線と、前記主鉄
心と前記制御鉄心とを一体的に結合するための締結具と
を備え、交流電源と誘導負荷との間に接続される電圧調
整単巻変圧器と、前記交流電源と前記誘導負荷との間に
直接または間接的に接続された整流器を備え、前記制御
巻線に直流励磁電流を供給する直流励磁電源と、前記制
御巻線と前記直流励磁電源との間に接続され、前記制御
巻線に供給される前記直流励磁電流を制御する半導体ス
イッチと。

前記誘導負荷の負荷状態に対応した出力信号を発生する
負荷状態検出回路と、前記出力信号に応答して、前記半
導体スイッチの通流率を制御する制御回路とを備えたこ
とを特徴とする。

〔実施例〕

以下１図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図において１本発明の望ましい実施例による誘導負
荷用省電力制御装置１０は交流型ＦＲ１２に接続される
入力端１４．１６と、誘導負荷１８に接続される出力端
２０，２２と、誘導負荷１８に供給される出力電圧を負
荷状態に応じて可変調整する電圧調整単巻変圧器２４と
、単巻変圧器２４の制御巻線２６に直流励磁電流を供給
する直流励磁電源２８と、制御巻線２６と直流励磁電源
２８との間に接続され、制御巻線２６に供給される直流
励磁電流を可変する半導体スイッチ回路３０と、負荷状
態に対応した出力信号を発生する負荷状態検出回路３２
と、出力信号に応答して半導体スイッチ回路３０の通流
率を制御して出力電圧を負荷状態に応答して調整する制
御回路３４とを備える。

第２，３図の実施例において、電圧調整単巻変圧器２４
は積層されたＥ形鉄心３６とこのＥ形鉄心３６と互い違
いに積層された工形鉄心３８とにより主磁束ループ路を
構成する主鉄心４０と、主鉄心４０の底部に磁気的に接
合された積層Ｅ形鉄心４２からなる制御鉄心４４とを備
える。主鉄心４０のＥ形鉄心３６はセンタレッグ３６ａ
と、このセンタレッグ３８ａからウィンドー３６ｂ、３
６ｏを介して離れていて、センタレッグ３６ａと一体の
サイドレッグ３６ｄ’、３６ｅを有する。ウィンドー３
６ｂ、３６ｃの中間には主磁束ループ路の一部をバイパ
スさせるための積層丁形分路鉄心４６．４８が配置され
、それぞれエアギャップを構成する絶縁スペーサ５０．
５２によってセンタレッグとサイドレッグ間に固定され
ている。Ｅ形鉄心３６のウィンドー３６ｂ、３６ｃには
分路巻線５４および昇圧巻線５６の第１コイルブロツク
と降圧巻線５８からなる第２コイルブロツクとが分路鉄
心４６．４８によって分離された位置に配置されている
。

Ｅ形制御鉄心４４のＥ形鉄心４２はセンタレッグ４２ａ
と、ウィンドー４２ｂ、４２ｃを介してセンタレッグ４
２ａから離れた位置にてセンタレッグ４２ａと一体のサ
イドレッグ４２ｄ、４２ｓを備える。積層Ｅ形鉄心４２
のサイドレッグ４２ｄ、４２ｅは主鉄心４０の底部に突
き合わせ接合され、一方、センタレッグ４２ａと主鉄心
４０の底部にはエアギャップ６０が形成されている。し
かしなから、Ｅ形鉄心４２のセンタレッグ４２ａと主鉄
心４０の底部とを突き合わせ接合してサイドレッグ４２
ｄ、４２ｅと主鉄心４０の底部との間にエアギャップを
形成しても良い、Ｅ形鉄心４２のウィンドー４２ｂ、４
２ｃには、制御鉄心４２を介して主鉄心４０の一部を可
飽和制御するための直流制御巻線６２の第３コイルブロ
ツクが配置されている。符号６４．６６はボルトおよび
ナツト等の締結具を介して主鉄心４０と制御鉄心４４と
を一体的に結合させるアングル材からなる締結金具を示
す。

第４図は第２，３図の変圧器鉄心の分解斜視図を示す、
第４図の最上面の左から右方向にかけて、主鉄心４０は
センタレッグ３６ａおよびサイドレッグ３６ｄ、３６ｅ
を有するＥ形鉄心３６と、このＥ形鉄心３６のセンタレ
ッグ３６ａとサイドレッグ３６ｄ、３６ｅとに突き合わ
された工形鉄心３８とを備える。制御鉄心４４は工形鉄
心３８に突き合わされたサイドレッグ４２ｄ、４２ｅと
、エアギャップ６０を備えたセンタレッグ４２ａを有す
るＥ形鉄心４２を備える。第４図の２Ｍ目の主鉄心４０
は第１層目の主鉄心４０を裏がえしにした構成となって
いる。すなわち、第４図の左から右方向にかけて、主鉄
心４０は工形鉄心３８とＥ形鉄心３６とを備え、Ｅ形鉄
心３６の底部に制御鉄心４２が突き合わされている。こ
のように。

主鉄心４０のＥ形鉄心３６と工形鉄心３８とは互い違い
に配置されているために磁気結合係数が高くなって主鉄
心４０内の主磁束路の損失が少ない。

制御鉄心４４はＥ形鉄心４２を積層して、積層主鉄心４
０の底部に突き合わせ接合される。

第５図は第１〜４図の変圧器１０の結線図を示し、ドツ
ト（・）は巻線方向を表わす、交流電源（図示せず）に
接続される入力端１４．１６はそれぞれ分路巻線５４の
端部に接続されている６分路巻線５４には同極性で極小
巻数（例えば２〜５ターン）の昇圧巻、ｓ！５Ｂが接続
され、昇圧巻線５６の端部には逆極性で分路巻線５４に
対する巻数が５〜３５％のターン数の降圧巻線５８が接
続されている０分路巻線５４の端部と降圧巻線５８の端
部は出力端２０．２２に接続されている。直流制御巻線
６２は制御鉄心４４に巻装される。

制御巻線６２に制御電流が流れていない時は１分略鉄心
４６．４８のエアギャップによる高リラクタンスによっ
て分路巻線５４および昇圧巻線５６で発生した主磁束は
主磁束ループ内で逆極性の降圧巻ｗＡ５８の逆方向磁束
により打ち消されて、出力端２０．２２の出力電圧は低
くなる。制御電流を徐々に増加すると主磁束ループ路の
一部が飽和し始め、このとき。

主磁束は分路鉄心４６．４８内を流れて主磁束に作用す
る逆方向磁束が減少して出力電圧は上昇する。

下記テーブルＩ、ｕはそれぞれ負荷率５５％、７５％に
おける２００Ｖ。

３φ交流、２．２ＫＷ定格の誘導モータの入力電圧に対
する負荷電流、力率、消費電力および回転数の関係の″
Ｊ測データを示す。

テーブルエ２２０　　　　　６．７０　　　０．７５　　　ｘｔｏ
ｓ、５ｏＯｔ４９゜２１０　　　　　５．６０　　　０
．８０　　９４０．８００　　　１４８８２００　　　
　　５．００　　　　Ｑ、８５　　　８５０．０００　
　　１４８６１９０　　　　　４．６０　　　０，９０
　　　７８６．６００　　　１４３７１８０　　　　　
４．２５　　　０．９２　　７０３．８００　　　１４
６０１７０　　　　　４．１５　　　０．９４　　　６
６３．１７０　　　１４８１１６０　　　　　４．３０
　　　０．９７　　　６６７．３６０　　　１４７５　
　　　　　　　’１５０　　　　　　　　　　　４．６
０　　　　　　　０．９７　　　　　６６９．３００　
　　　　　１４７０１４０　　　　　４．８０　　　０
．９５　　　６３８．４００　　　１４５９１３０　　
　　　４．８０　　　１　　　　６２４．０００　　　
１４５２！２０　　　　　４．９０　　　０．９８　　
５７６．２４０　　　１４４７１１０　　　　　４．１
１Ｑ　　　　０．９８　　５１７．４４０　　　１４３
４１００　　　　　５．２０　　　０．９７　　　５０
４．４００９ｏ　　　　　　　　　　　　　　　　　ｏ
、ｏｏ。

テーブル■。

２２０　　　　　　　　　　　　　　　　０．０００２
１０　　　　　６．９　　　　０．９３　　１３４７．
５７０２００　　　　　６．８　　　　　Ｇ、９５　　
１２９２．０００　　　１４６３１９０　　　　　６．
７　　　　０．９７　　１２３４．８１０　　　１４５
８１８０　　　　　７．１　　　　１　　　１２７８．
０００　　　１４５３１７０　　　　　　　　　フ、３
　　　　　　　０．９９　　　１２２８．５９０　　　
　　１４４４１６０　　　　　　　　　フ、７　　　　
　　　０．９８　　　１２０７．３６０　　　　　１４
３５１５０　　　　　８．２　　　　０．９７　　１１
９３．１００　　　１４２５１４０　　　　　　　　　
　　　　　　　０．０００上記テーブルＩより明らかな
ように、定格２００Ｖに対して１０％アップの２２０ｖ
の入力電圧が誘導モータに供給されると負荷電流は５．
０アンペアから６．７アンペアに３４％も上昇し、力率
は０．８５から０．７゜５と約１２％も低下し、消費電
力は８５０ワツトから１１０５．６ワツトで約３０％も
上昇する。モータの負荷率を変えないで、入力電圧を２
２０Ｖから２５％ダウンの１６５ｖに降下させると、力
率は０．７５から０゜９５前後に約２６．７％改善され
、消費電力は１１０５．５ワツトからβ６５ワット前後
に約４０％も改善される。つぎに、入力電圧が２００ｖ
のときに、これを２５％降下させて１５０ｖにすると、
力率は０．８５から０．９７に約１４％改善され、消費
電力は８５０ワツトから６６９．３ワツトに２１％改善
される。テーブル■はそ一部の負荷率７５％において入
力電圧を２００ｖから′マイナス１０％の１８０ｖにす
ると力率が１となり。

消費電力は１２９２フツトから１２７８ワツトに約１１
％改善された例を示す。

以上より明らかなように、非励磁状態における電圧調整
単巻変圧１ａ２４の入力電圧に対する電圧降下率は５〜
３５％の範囲で充分であるが、単巻変圧器２４０寸法１
重量松らびに製造コストの面からは望ましくは非励磁時
の電圧降下率が約１５〜２５％前後となるように単巻変
圧器の諸パラメータを設計するのが良い、この場合、単
巻変圧器の負荷容量に対して自己容量が数１０分の１で
足りるため、変圧器のコアサイズが著しく小形軽量化さ
れて製造コストが大幅に軽減されるメリットがある。

第１図にもどって、直流励磁電源２８は電圧調整単巻変
圧器２４の出力側に接続された変流器８０と、交流リア
クトル８２とを備える。変流器８０は誘導負荷１８の負
荷電流に依存した電流成分をとり出すための電流成分回
路として機能する。符号８１は可変分流抵抗を示す、交
流リアクトル８２は電圧調整単巻変圧器２４の出力電圧
に依存した電流成分をとり出すための電圧成分回路とし
て機能する。交流リアクトル８２は抵抗と置換しても良
い、また、交流リアクトルまたは抵抗は間接的に変圧器
を介して出力端２０．２２に接続しても良い０両電流成
分は整流器８４の交流入力側でベクトル合成される。整
流器８４の直流出力電流は両成分の合成電流を整流した
ものに相当し、電流制限用調整抵抗８５を通ってコンデ
ンサ８６により平滑され、制御巻線２６の直流励磁電流
Ｉとして用いられる。

整流器８４の直流出力電流に含まれるｆｆｉ流依存成分
と電圧依存成分とにより、負荷の急激な変動時に直流出
力電流の急激な変化によって高速応答でその負荷変動に
追随させることができる。

半導体スイッチ回路３０は半導体スイッチ８８を備え、
この半導体スイッチ８８は整流器８４の直流出力端子間
に直流励磁電流■を制御するために接続される。半導体
スイッチ８８としてはトランジスタやサイリスタを使用
することができる。

第１図において、半導体スイッチ８８はインバーテツド
ダーリントン回路を形成する第１と第２の制御用トラン
ジスタ８８ａ、８８ｂを備える。

ここで、インバーテツドダーリントン回路とは、ＰＮＰ
型トランジスタとＮＰＮ型トランジスタを相補的に接続
した回路を云う、すなわち、第１の制御用トランジスタ
８８ａのペース電流を制御するために第２の制御用トラ
ンジスタ８８ｂがインバーテツドダーリントン接続され
、インバーテツドダーリントン回路を形成している。直
流励磁電流■を供給される制御巻線２６には電流吸収回
路９０が並列接続されている。ｆ！ｉ流吸収回＄９０と
してはコンデンサが用いられる。この電流吸収回路９ｏ
は半導体スイッチ８８がオフ時に整流器８４の直流出力
電流と直流励磁電流との差電流分を吸収する作用をする
。電流吸収回路８８と並列に電圧制限素子９２が接続さ
れる。この電圧制御素子９２は励磁電圧が電圧制限素子
９２により制限される電圧に達すると導通し、半導体ス
イッチ８８と電流吸収回路９０に過電圧が加わらないよ
うにするために設けられる。電圧制限素子９２として定
電圧ダイオードを用いた場合の実施例が第１図に示され
ている。第１図において、電流吸収回路９０としてのコ
ンデンサと半導体スイッチ８８との間に逆流防止用ダイ
オード９４が挿入されている。ダイオード９４は半導体
スイッチ８８のオン時にコンデンサ９０からの放ｉ［流
がこの半導体スイッチ８８を介して流れるのを阻止する
。これにより半導体スイッチ８８として用いられる例え
ば図示の如きトランジスタなどの素子の破壊の危険性を
防止する。

第６，７図において、負荷状態検出回路３２は力率検出
回路からなるものとして示されている。負苛状態検出回
＄３２において、変圧器ＰＴからの正弦波の電圧信号（
ａ）は演算増幅器により成る増幅器１００に供給され、
同様に変流器ＣＴからの正弦波の電流信号（ｂ）は同様
に演算増幅器より成る増幅器１０２に供給される。増幅
器１００，１０２は、大きな増幅率を有し１倍号（、）
および（ｂ）をそれぞれ矩形波に変換して信号（Ｑ）お
よび（ｄ）を出力する。ついで、信号（Ｑ）および（ｄ
）はＮ○Ｒ回路１０４に供給され、信号（ｃ）および（
ｄ）の位相差（θ）と等しいパルス（ｅ）を出力する。

このパルス（ｅ）は抵抗とコンデンサからなるローパス
・フィルタ１０６を介して直流信号（ｆ）に変換される
。この直流信号（ｆ）は制御回路３４に供給される。

第１図において制御回路３４はトランジスタ１０８と、
三角波基準信号を発生する三角波発振器１１０からなる
基準倍量発生器と、負荷状態検出回路３２の出力信号（
ｆ）と二角波発振器１１０の三角波形出力ｇとを比較し
て、トランジスタ１０８のベースにパルス巾の異なる駆
動パルスを出力する差動増幅器１１２を備える。トラン
ジスタ１０８のコレクターは抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してト
ランジスタ８８ａのコレクタ側に接続され、トランジス
タ８８ｂのオン・オフによって半導体スイッチ８０の通
流率を制御する。これにより制御巻線２６の励磁電流が
調整される。この場合に通流率制御は負荷状態検出回路
の出力信号ｆが低レベルになるように、すなわち、負荷
電圧と負荷ｆＦｔ流との位相差をなくすように制御回路
３４により制御される。

つぎに、第８図に示す各部の電圧電流波形例を参照しな
から動作を説明する。

整流器８４の直流出力電施工はいかなる場合でも制御巻
線２６の励磁電流Ｉ′の所要値よりも大きくなるように
回路定数が選ばれる。半導体スイッチ８８がオンのとき
には整流器８４の直流出力電施工はこの半導体スイッチ
８８によって分路され、励磁電流Ｉ′は減少してゆく、
つぎに、半導体スイッチ８８がオフすると、整流器出力
電施工は増加してゆきなから制御巻線２６に流入する。

制御巻線２６のりアクタンスのために励磁電流Ｉ′は徐
々にしか増大できないため、飛電流分Ｉ−Ｉ’は電流吸
収コンデンサ９０に流入する。このようにして、励磁電
施工１は半導体スイッチ８８のベース信号によって目標
値に保たれるように瞬時値制御される。

増幅器１１２のマイナス入力端に加えられた負荷電圧と
負荷電流との位相差に比例した出力信号ｆとプラス入力
端に加えら九た三角波基準信号ｇとが比較されて、出力
パルスｈが生ずる０時間ｔ１のとき、増幅器１１２は“
１”信号を出力し１時間ｔ８のとき“０″信号を出力す
る。増幅器１１２から“１″信号が出力されると、トラ
ンジスタ１０８がオンとなり。

トランジスタ８８ａ、８８ｂがオンとなる。

ある瞬時での半導体スイッチ８８の通流率αはオン時間
をＴｏｎ、周期をＴとすると、Ｔｏｎ α＝　　□ と表わすことができ、励磁電施工′の平均値Ｉ’　ａｖ
は、整流器出力Ｉの平均値ＩａｖとするとＩ’　　ａｖ＝ａＩａｖなる関係にある。すなわち、平均値としてみると、整流
器出力電流Ｉのうち励磁にはαＩａｖだけ流れ、半導体
スイッチ８８には残りの（１−α）Ｉａｖが分流してい
ることが分かる。このように半導体スイッチ８８は負荷
状態検出回路３２により検出された負荷状態に応答して
オン・オフされて、負荷電圧と負荷電流の位相差が常に
ゼロレベルに近づくように制御回路３４により制御され
る。すなわち、負荷電圧と負荷電流との位相差θが大き
いときは、誘導負荷の力率が極めて低く、負荷状態検出
回路３２の出力ｆは高くなる。このとき、第８図より明
らかなように、トランジスタ１０８の出力ｊのパルス巾
が大きくなるため、半導体スイッチ８８の通流率が大き
くなって励磁電流の分流量が大きくなる。したがって、
制御巻線２６に供給される制御電施工′が少なくなって
、単巻変圧器２４の中間ヨーク６０の磁気飽和度が少な
くなる。このとき、単巻変圧器２４の出力電圧が低下す
る。つぎに誘導負荷が増大して、負荷電圧と負荷電流と
の位相差が小さくなると、負荷状態検出回路３２の出力
ｆは低くなる。このとき。

増幅ｗ１１１２の出力りのパルス幅が小さくなるため、
半導体スイッチ８８の通流率が小さくなって励磁電施工
′が増加して変圧器２４の出力電圧が増加する。このよ
うに、制御回路３４は負荷状態検出回路３２の出力信号
ｆに応答して、半導体スイッチ８８の通流率を制御する
ことにより励磁電流Ｔ′を制御し、もって１度圧器２４
から誘導負荷１８に供給される出力電圧を力率が１に近
くなるように調整する。その結果、誘導負荷１８は負荷
状態に応じて常に最適な電力で駆動されて、大幅な省エ
ネルギー効果が得られる。

以上、負荷状態検出回路３２は力率検出回路からなるも
のとして説明したが、負荷状態検出回路３２は公知のた
とえば米国特許第３，５８８，７１０号および同第４，
４８０，２１９に開示された位相検出回路もしくは米国
特許第４，１１７，４０８号等に開示された負荷信号発
生回路から構成しても良い。

〔発明の効果〕

以上より明らかなように１本発明による省電力制御装置
はつぎのような効果をもたらす。

（１）負荷電圧が負荷状薄に応じて自動的にしかも連続
的に瞬時制御され。

すなわち負荷率の減少に比例して負荷電圧が減少される
ため、誘導負荷が常に高い力率で駆動され、大幅な省エ
ネルギー効果が得られる。

（２）負荷電圧の制御が電圧調整単巻変圧器の制御巻線
に流れる励磁電流の制御により行なわれ、電源ラインに
おける交流電圧を直接位相制御することがないため、電
磁波ノイズの発生が少なく、また、負荷電流に含まれる
高調波成分が少ない、したがって、コンピュータ等の情
報機器やその他の制御装置に与える障害が少ない。

（３）電磁波ノイズや高調波成分が少ないため、大形で
高価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安
全性の向上を図れるとともに、大幅な小形軽量化が図れ
る。

（４）半導体スイッチは直接に電源ラインの交流電圧を
制御せず、単巻変圧器の制御巻線の低電圧、低電流の励
磁電流を制御するため、半導体スイッチと制御回路の著
しい小容量化と大幅な低コスト化が図れる。また回路設
計も容易となる。

（５）単巻変圧器は極めて小容量の自己容量の鉄心の採
用が可能となるため、装置全体が著しく小形軽量化され
るとともに大幅なコストダウンが可能となる。

（６）低電圧、小容量の半導体スイッチと小さな自己容
量の単巻変圧器の制御巻線と組み合わせて高電圧、大容
量の電圧制御が可能なため、安全で信頼性が高く、シか
も、極めて安価な電子部品で従来不可能であった大容量
の電力の制御が可能となるため、実用上の効果が大きい
。

（７）大きな負荷容量に対して小形で小さな自己容量の
単巻変圧器と小電力の制御回路の採用を可能として、エ
ネルギー損失を最小としたため、大幅な高効率化が図れ
る。

（８）惧巻変圧器の巻線の過負荷耐量が極めて大きいた
め、巻線の断線が殆ど起らなく、シかも、制御装置にお
ける分流トランジスタが破損したときでも負荷電流に比
例した直流励磁電流によって単巻変圧器の制御鉄心が磁
気飽和されて誘導負荷には最大の入力電圧が供給され、
誘導負荷のストールが防止される。このようにフェイル
・セーフ機能が作用するので安全性が高い。

（９）本発明の電力制御装置の電圧調整単巻変圧器では
素材からの利用効率の高いＥ形鉄心と工形鉄心により主
鉄心を構成するとともに、制御鉄心も同じくＥ形鉄心に
より構成して、これら主鉄心と制御鉄心とを締結金具に
より一体的に組み立てたために、鉄心全体の小形軽量化
と著しい低コスト化が実現でき、大量生産が可能となる
とともに利用分野が大幅に拡大する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による省電力制御装置の望ましい実施例
の結線図、第２図は第１図のｆｆ１ｌＥ調整単巻調整器
の平面図、第３図は第２図の電圧調整単巻変圧器の側面
図、第４図は第２図の電圧調整単巻変圧器の分解斜視図
、第５図は第２〜４図の電圧調整単巻変圧器の結線図、
第６図は第１図の負荷状態検出回路の１例を示す回路図
、第７図は第６図の回路の波形図、および第８図は第１
図の回路の電圧電流波形図をそれぞれ示す。２４・・・・・・・・・電圧調整単巻変圧器２８・・・
・・・・・・直流励磁電源３０・・・・・・・・・半導体スイッチ回路３２・・・
・・・・・・負荷状態検出回路３４・・・・・・・・・
制御回路第１図４４　　　め箸、、５Ｉｎ為乙図 βＯ摩、７図Ｏも８凹

Claims

【特許請求の範囲】

１．（ａ）センタレッグと、このセンタレッグからウィ
ンドーを介して一体的に延びているサイドレッグとを有
するＥ形鉄心とＩ形鉄心とにより主磁束ループ路を構成
する主鉄心と、前記主磁束ループ路の一部をバイパスさ
せるために前記Ｅ形鉄心のウィンドーの中間部にエアギ
ャップを有するように配置された分路鉄心と、前記Ｅ形
鉄心のウィンドーの上部に配置された分路巻線と、前記
ウィンドーの上部に配置され、前記分路巻線に直列接続
された同極性の昇圧巻線と、前記ウィンドーの下部に配
置され、前記昇圧巻線に直列接続された逆極性の降圧巻
線と、前記主鉄心の底部にエアギャップをもって接合さ
れたＥ形鉄心よりなる制御鉄心と、前記主鉄心の一部を
前記制御鉄心を介して可飽和制御するために前記制御鉄
心に巻装された制御巻線と、前記主鉄心と前記制御鉄心
とを一体的に結合するための締結具とを備え、交流電源
と誘導負荷との間に接続される電圧調整単巻変圧器と、（ｂ）前記交流電源と前記誘導負荷との間に直接または
間接的に接続された整流器を備え、前記制御巻線に直流
励磁電流を供給する直流励磁電源と、（ｃ）前記制御巻線と前記直流励磁電源との間に接続さ
れ、前記制御巻線に供給される前記直流励磁電流を制御
する半導体スイッチと、（ｄ）前記誘導負荷の負荷状態
に対応した出力信号を発生する負荷状態検出回路と、（ｅ）前記出力信号に応答して、前記半導体スイッチの
通流率を制御する制御回路と、を備えた誘導負荷用省電力制御装置。
２．前記半導体スイッチが前記直流励磁電源の直流出力
端子に接続されて、前記直流励磁電流の一部を前記半導
体スイッチに分流させたことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の誘導負荷用省電力制御装置。
３．前記半導体スイッチに並列に電流吸収回路が接続さ
れたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の誘導
負荷用省電力制御装置。
４．前記半導体スイッチに並列に電圧制限素子が接続さ
れたことを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の誘導
負荷用省電力制御装置。
５．前記負荷状態検出回路が負荷電圧と負荷電流の位相
差を検出する位相差検出回路を備えたことを特徴とする
特許請求の範囲第１項または第２項記載の誘導負荷用省
電力制御装置。
６．前記制御回路が前記出力信号に応答したパルス巾の
出力パルスを発生する増幅器と、前記増幅器の出力に応
答して前記半導体スイッチの通流率を制御するトランジ
スタとを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
または第２項記載の誘導負荷用省電力制御装置。
７．前記直流励磁電源が前記誘導負荷の電流に依存した
成分を取り出す変流器と、前記電流成分を整流する整流
器とを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項ま
たは第２項記載の誘導負荷用省電力制御装置。
８．前記直流励磁電源が前記単巻変圧器の出力側に接続
されて前記出力電圧に依存した成分を取り出す交流リア
クトルをさらに備え、前記電流成分と前記電圧成分とを
前記整流器の入力側でベクトル合成したことを特徴とす
る特許請求の範囲第７項記載の誘導負荷用省電力制御装
置。
９．（ａ）センタレッグと、このセンタレッグからウィ
ンドーを介して一体的に延びているサイドレッグとを有
するＥ形鉄心とＩ形鉄心とにより主磁束ループ略を構成
する主鉄心と、前記主磁束ループ略の一部をバイパスさ
せるために前記Ｅ形鉄心のウィンドーの中間部にエアギ
ャップを有するように配置された分路鉄心と、前記Ｅ形
鉄心のウィンドーの上部に配置された分路巻線と、前記
ウインドーの上部に配置され、前記分略巻線に直列接続
された同極性の昇圧巻線と、前記ウィンドーの下部に配
置され、前記昇圧巻線に直列接続された逆極性の降圧巻
線、前記主鉄心の底部にエアギャップをもって接合され
たＥ形鉄心よりなる制御鉄心と、前記主鉄心の一部を前
記制御鉄心を介して可飽和制御するために前記制御鉄心
に巻装された制御巻線と、前記主鉄心と前記制御鉄心と
を一体的に結合するための締結具とを備え、交流電源と
誘導負荷との間に接続される電圧調整単巻変圧器と、（ｂ）前記電圧調整単巻変圧器の端子電圧に依存した電
流成分と、前記誘導負荷の負荷電流に依存した電流成分
とをベクトル合成した電流を整流して直流出力電流を前
記制御巻線に供給する整流器を備えた直流励磁電源と、（ｃ）前記整流器の直流出力端子側に接続されていて前
記直流出力電流の分流を可能にする半導体スイッチと、（ｄ）前記制御巻線に並列接続されていて前記半導体ス
イッチのオフ時に前記直流出力電流と前記制御巻線に流
れる電流との差電流分を吸収する電流吸収回路と、（ｅ）前記誘導負荷の負荷状態に比例した出力信号を発
生する負荷状態検出回路と、（ｆ）前記出力信号に応答して前記出力電圧を可変調整
するよう前記半導体スイッチのオンオフ制御を行なう制
御回路と、を備えた誘導負荷用省電力制御装置。
１０．（ａ）交流電源と誘導負荷との間に接続され前記
誘導負荷に供給される出力電圧を調整する直流制御巻線
を備えた電圧調整単巻変圧器と、（ｂ）前記交流電源と
前記誘導負荷との間に接続された整流器を備え、前記制
御巻線に直流出力電流を供給する直流励磁電源と、（ｃ
）前記制御巻線と前記直流励磁電源の直流出力端子間に
接続されていて前記直流出力電流の分流を可能にする分
流用半導体スイッチと、（ｄ）前記制御巻線に並列接続
されていて前記半導体スイッチのオフ時に前記直流出力
電流と前記制御巻線に流れる電流との差電流分を吸収す
る電流吸収回路と、（ｅ）前記誘導負荷の負荷状態に比例した出力信号を発
生する負荷状態検出回路と、（ｆ）基準信号を発生する基準信号発生器と、前記出力
信号と前記基準信号とに応答して駆動信号を発生する駆
動信号発生回路とを備えた制御回路と、を備え、前記分流用半導体スイッチが前記駆動信号によ
りオンオフ制御されることを特徴とする誘導負荷用省電
力制御装置。
１１．前記電圧調整単巻変圧器がセンタレッグと、この
センタレッグからウィンドーを介して一体的に延びてい
るサイドレッグとを有するＥ形鉄心とＩ形鉄心とにより
主磁束ループ路を構成する主鉄心と、前記主磁束ループ
路の一部をバイパスさせるために前記Ｅ形鉄心のウィン
ドーの中間部にエアギャップを有するように配置された
分路鉄心と、前記Ｅ形鉄心のウインドーの上部に配置さ
れた分路巻線と、前記ウィンドーの上部に配置され、前
記分路巻線に直列接続された同極性の昇圧巻線と、前記
ウィンドーの下部に配置され、前記昇圧巻線に直列接続
された逆極性の降圧巻線と、前記主鉄心の底部にエアギ
ャップをもって接合されたＥ形鉄心よりなる制御鉄心と
、前記主鉄心の一部を前記制御鉄心を介して可飽和制御
するために前記制御鉄心に巻装された制御巻線と、前記
主鉄心と前記制御鉄心とを一体的に結合するための締結
具とを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１０項
記載の誘導負荷用省電力制御装置。
１２．前記半導体スイッチに並列に電圧制限素子が接続
されたことを特徴とする特許請求の範囲第１０項記載の
誘導負荷用省電力制御装置。
１３．前記負荷状態検出回路が負荷電圧と負荷電流の位
相差を検出する位相差検出回路を備えたことを特徴とす
る特許請求の範囲第１０項または第１１項記載の誘導負
荷用省電力制御装置。
１４．前記駆動信号発生回路が前記出力信号に応答した
パルス巾の出力パルスを発生する増幅器と、前記増幅器
の出力に応答して前記半導体スイッチの通流率を制御す
るトランジスタとを備えたことを特徴とする特許請求の
範囲第１０項または第１１項記載の誘導負荷用省電力制
御装置。
１５．（ａ）交流電源と誘導負荷との間に接続され前記
誘導負荷に供給される出力電圧を調整する直流制御巻線
を備えた電圧調整単巻変圧器と、（ｂ）前記電圧調整単
巻変圧器の端子電圧に依存した電流成分と、前記誘導負
荷の負荷電流に依存した電流成分とをベクトル合成した
電流を整流して直流出力電流を前記制御巻線に供給する
整流器を備えた直流励磁電源と、（ｃ）前記整流器の直流出力端子側に接続されていて前
記直流出力電流の分流を可能にする半導体スイッチと、（ｄ）前記制御巻線に並列接続されていて前記半導体ス
イッチのオフ時に前記直流出力電流と前記制御巻線に流
れる電流との差電流分を吸収する電流吸収回路と、（ｅ）前記誘導負荷の負荷状態に比例した出力信号を発
生する負荷状態検出回路と、（ｆ）基準信号を発生する基準信号発生器と、前記出力
信号と前記基準信号との差に応答した駆動信号を発生す
る駆動信号発生回路とからなる制御回路と、を備え、前記分流用半導体スイッチが前記駆動信号に応
答してオンオフして前記直流出力電流の分流を前記出力
信号が一定のレベルに近づくように制御することを特徴
とする誘導負荷用省電力制御装置。
１６．前記電圧調整単巻変圧器がセンタレッグと、この
センタレッグからウィンドーを介して一体的に延びてい
るサイドレッグとを有するＥ形鉄心とＩ形鉄心とにより
主磁束ループ路を構成する主鉄心と、前記主磁束ループ
路の一部をバイパスさせるために前記Ｅ形鉄心のウィン
ドーの中間部にエアギャップを有するように配置された
分路鉄心と、前記Ｅ形鉄心のウィンドーの上部に配置さ
れた分路巻線と、前記ウィンドーの上部に配置され、前
記分路巻線に直列接続された同極性の昇圧巻線と、前記
ウィンドーの下部に配置され、前記昇圧巻線に直列接続
された逆極性の降圧巻線と、前記主鉄心の底部にエアギ
ャップをもって接合されたＥ形鉄心よりなる制御鉄心と
、前記主鉄心の一部を前記制御鉄心を介して可飽和制御
するために前記制御鉄心に巻装された制御巻線と、前記
主鉄心と前記制御鉄心とを一体的に結合するための締結
具とを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１５項
記載の誘導負荷用省電力制御装置。
１７．（ａ）交流電源と誘導負荷との間に接続され前記
誘導負荷に供給される出力電圧を調整する直流制御巻線
を備えた電圧調整単巻変圧器と、（ｂ）前記交流電源と
前記誘導負荷との間に直接または間接的に接続された整
流器により直流出力電流を前記制御巻線に供給する直流
励磁電源と、（ｃ）前記整流器の直流出力端子側に接続
されていて前記直流出力電流の分流を可能にする半導体
スイッチと、（ｄ）前記制御巻線に並列接続されていて前記半導体ス
イッチのオフ時に前記直流出力電流と前記制御巻線に流
れる電流との差電流分を吸収する電流吸収回路と、（ｅ）前記誘導負荷の力率に比例した出力電圧信号を発
生する負荷状態検出回路と、（ｆ）前記出力電圧信号に応答し、前記力率の低下に比
例して前記直流出力電流の分流量を増加させるよう前記
半導体スイッチのオンオフ制御を行なう制御回路と、を備えた誘導負荷用省電力制御装置。
１８．前記電圧調整単巻変圧器がセンタレッグと、この
センタレッグからウィンドーを介して一体的に延びてい
るサイドレッグとを有するＥ形鉄心とＩ形鉄心とにより
主磁束ループ路を構成する主鉄心と、前記主磁束ループ
路の一部をバイパスさせるために前記Ｅ形鉄心のウィン
ドーの中間部にエアギャップを有するように配置された
分路鉄心と、前記Ｅ形鉄心のウインドーの上部に配置さ
れた分路巻線と、前記ウィンドーの上部に配置され，前
記分路巻線に直列接続された同極性の昇圧巻線と、前記
ウィンドーの下部に配置され、前記昇圧巻線に直列接続
された逆極性の降圧巻線と、前記主鉄心の底部にエアギ
ャップをもって接合されたＥ形鉄心よりなる制御鉄心と
、前記主鉄心の一部を前記制御鉄心を介して可飽和制御
するために前記制御鉄心に巻装された制御巻線と、前記
主鉄心と前記制御鉄心とを一体的に結合するための締結
具とを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１７項
記載の誘導負荷用省電力制御装置。