JPH0198005A - 誘導負荷用省電力制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の対象〕 本発明は交流電力制御装置に関し、とくに、交流インダ
クションモータ等の誘導負荷の省電力制御装置に関する
。

〔従来技術〕

従来、交流インダクションモータ、その他の誘導負荷の
省エネルギーを目的として、米国特許筒４，０５２，６
４８号および同４，３３７，６４０号において、インダ
クションモータの入力電圧を位相制御により変えて力率
を改善することが提案されている。

これら電力制御装置では、サイリスタにより負荷に供給
される交流電圧を直接位相制御するため、負荷電流が多
くの高調波成分を含み、この高調波電流が電力制御装置
の電力用コンデンサとリニア・リアクトルに流入して、
これら素子に異常音、振動の発生および過熱、損傷等の
障害をひき起こしていた。しかも、高調波電流によって
受電電源電圧の波形に歪みが発生して、コンピュータ等
の情報機器やその他の制御装置に多大な障害を与えてい
た。サイリスタは毎サイクルにおいて電圧に同期して点
弧されているが、サイリスタの点弧のための同期信号は
電源電圧からとっているので。

同期信号はこの波形歪みのために変動してしまうことが
あった。このため負荷の状態によっては制御が不安定に
なったり、場合によっては制御不能となってしまい、安
全性ならびに信頼性において問題があった。これを解決
することを目的として、米国特許筒４，６０２，２００
号には高調波フィルターを設けることが提案されている
が、この装置では多数の大容量のコンデンサ、リアクト
ル、ならびに抵抗を必要とし、装置全体が大形化すると
ともに製造コストが極めて高くついていた。つぎにイン
ダクションモータや誘導コイルの始動時にはモータの定
格電流の６倍以上の大きい始動電流が流れるために、１
１！力用半導体素子の容量を誘導負荷の定格容量の２〜
４倍に相当するものを選択しなければならず、このため
、半導体素子が高価となり、しかもそのための制御回路
も必然的に大形複雑化し、応答性も悪かった。

さらに半導体素子としてサイリスタも用いた制御装置で
は主回路部分に大きな内部発生損失が生じて、主回路部
分の電力消費が大きくなるという欠点があった。とくに
、主回路部分には転流リアクトル、転流コンデンサで構
成される強制転流回路を必要とし、転流回路内で転流の
たびに移動するエネルギーに伴う損失が発生していた。

さらにこのほか、主回路スナバ回路における損失（抵抗
、ダイオード等）、平滑リアクトル、交流リアクトル等
の損失（鉄損、銅損等）、コンデンサー内部損失の発生
等による電力消費が大きかった。このように従来の電力
制御装置では装置自体の消費電力が大きいために交流イ
ンダクションモータやその他の誘導負荷の省エネルギー
効果が少なかった。

〔発明の目的〕

そこで１本発明の目的は上記問題を解決し、省エネルギ
ー効果の高い誘導負荷用省電力制御装置を提供すること
を目的とする。

本発明の他の目的は小形軽量にして安価な誘導負荷用省
電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は交流インダクションモータ等の誘導
負荷の変動に高速に応答可能な誘導負荷用省電力制御装
置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は正弦波交流波形への歪みを防止した
誘導負荷用省電力制御装置を提供することを目的とする
。

本発明の他の目的は交流インダクシコンモータの負荷状
態に応答して自動的に最高力率にて誘導負荷を駆動する
ことができる誘導負荷用省電力制御装置を提供すること
を目的とする。

本発明の他の目的は小形、軽量、低コストの誘導負荷用
省電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は過負荷耐量が大きく、安定性や信頼
性が高く、シかも保守点検が不要な誘導負荷用省電力制
御装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

本発明の省電力制御装置は交流電源と誘導負荷との間に
接続される出力巻線と、前記出力巻線の出力電圧を調整
するための制御巻線を備えた単巻変圧器形電圧調整器と
、前記誘導負荷の入力側に接続されて前記出力電圧に依
存した成分を取り出す交流リアクトルと、前記誘導負荷
の電流に依存した成分裂取り出す変流器と１両成分をベ
クトル合成した電流を整流して前記制御巻線に直流励磁
電流を供給する整流器とを備えた直流励磁電源と。

前記制御巻線と前記直流励磁Ｗ１ｇとの間に接続され、
前記制御巻線に供給される前記直流励磁電流を制御する
半導体スイッチと、前記負荷の負荷状態に対応した出力
信号を発生する負荷検出回路と、前記出力信号に応答し
て、前記半導体スイッチの通流率を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする。

〔実施例〕

以下１図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図において１本発明の望ましい実施例による誘導負
荷用省電力制御袋ｇ！１０は交流電源１２に接続される
入力端１４．１６と、誘導負荷１８に接続される出力端
２０．２２と１Ｍ導負負荷１８供給される出力電圧を負
荷状態に応じて可変調整する制御巻線２６を備えた単巻
変圧器形電圧調整器２４と、制御巻線２６に直流励磁電
流を供給する直流励磁電源２８と。

制御巻線２６と直流励磁電ｇ２８との間に接続され、制
御巻線２６に供給される直流励磁電流を可変する半導体
スイッチ回路３０と、負荷状態に対応した出力信号を発
生する負荷検出回路３２と、出力信号に応答して半導体
スイッチ回路３０の通流率を制御して出力電圧を負荷状
態に応答して調整する制御回路３４とを備える。

第１〜５図において、単巻変圧器形電圧調！１擬２４は
主磁束ループ路を構成する第１可飽和鉄心と、主磁束ル
ープ路の１部をバイパスさせるための磁気分路鉄心４４
とを有し、第１可飽和鉄心４２は巻鉄心からなる。第１
可飽和鉄心４２は第、１直列巻線４６と、分路巻線４８
と、第２直列巻線５０からなる出力巻線を備える。第１
直列巻線４６は出力端２０に接続された高圧端子と入力
端１４に接続された中圧端子との間に接続され１分路巻
線４８は第１直列巻線４６に同一極性で直列接続される
０分路巻線４８の下端部は入力端１６に接続された中性
点に接続される。第２直列巻線５０は分路者９４８の下
端部と出力端２２との間において第１直列巻線４６とは
逆極性で接続される。主磁束ループ路の少くとも一部の
磁気飽和状態を変えて、磁気分路鉄心４４の磁束密度を
制御するために巻鉄心からなる第２可飽和鉄ｌｌ１５２
が制御巻線２６により後述の如く制御される。

第２〜３図において、第１可飽和鉄心４２は主磁束ルー
プ路を構成するセンター・レッグ５４とアウター彎レッ
グ５６，５８を備える。センター・レッグ５４は磁気分
路鉄心４４により区分された第１コア部５４ａと第２コ
ア部５４ｂを備える。さらに、センター・レッグ５４は
アウター・レッグ５６，５８の外側に延びる延長部、す
なわち、第３コア部５４ｃを備える。センター・レッグ
５４は第１可飽和鉄心４２の上に配置されて、固定具６
０．６２で互いに固定されて一体化される。第２．３．
５図より明らかなように、磁気分路鉄心４４は多枚数の
ケイ素鋼板を積層した断面Ｃ形状の鉄心からなる。′＆
＆気分路鉄心４４の１ｌ１４４ａはセンター・レッグ５
４と磁気的に結合するように配置しである。磁気分路鉄
心４４の端部４４ｂ。

４４ｃは第１直列巻線４６および分路巻線４８の第１コ
イルブロツクと第２直列巻線５０の第２コイルブロツク
との間で一定のエアギャップに相当する所要の厚みの間
装物６４，６６を挾んで第１可飽和鉄心４２のアウター
・レッグ５６，５Ｂ上に配置され、固定具６８．７０に
よってアウター・レッグ５６，５８に固定されて、各鉄
心は一体化される。磁気分路鉄心６４は主磁束ループ路
の磁束の一部を高リラクタンスをなすギャップ（間装物
６４．６６により形成される）を介してアウター・レッ
グ５６，５８に分路させて出力電圧を調整するとともに
、高調波を減衰させ、出力電圧の波形歪みを少なくする
ように機能する。第２可飽和鉄心５２は磁気分路鉄心５
４の下側において、すなわち、第１直列巻＄４６および
分路巻線４８の第１コイルブロツクと第２直列巻線５０
の第２コイルブロツクとの間でセンター・レッグ５４の
第２コア部５４ｂの上部と第３コア部５４ｃの下端部の
上に配置されて、固定具７２．７４によって各鉄心は一
体化されて磁気的に結合される。このように、第２可飽
和鉄心５２は第１可飽和鉄心４２の下半部とオーバーラ
ツプするように配置され、第１可飽和鉄心の一部を磁気
飽和させて第２直列巻ＬＡ５０の磁束が第１直列巻線４
６と分路巻線４８の磁束に作用しないようにするととも
に、第１直列巻Ｉ＠４６と分路巻線４８の磁束を磁気分
路鉄心４４にシフトさせるように機能する。

第１直列巻１＠４６および分路巻線４８．第２直列巻線
５０ならびに制御巻線２６はそれぞれセンター・レッグ
５４の第１〜第３コア部５４ａ、５４ｂ、５４ａ上に巻
かれて、はぼ同一平面内に配置される。さらに、各巻線
の上面と下面は第２可飽和鉄心５２の上面と第１可飽和
鉄心４２の下面とにそれぞれ整列するように配置される
。すなわち、第１直列巻＄４６と分路巻線４８のコイル
・ブロックと第２直列巻線５０からなる第２コイル・ブ
ロックと、制御巻線２６の第３コイル・ブロックはセン
ター・レッグ５４、第１、第２可飽和鉄心４２．５２の
厚み内にほぼ配置される。センター・レッグ５４の第３
コア部５４ｃは第１可飽和鉄心４２の外側に延びていて
、制御巻線２６はセンター・レッグ５４の下端部５４ｃ
上に巻かれている。第２可飽和鉄心５２は第２Ｔ１．列
巻線５０の第２コイル・ブロックと制御巻線２６の第３
コイル・ブロックを囲んでいる。第２，３図において第
２可飽和鉄心５２の上部と下部はそれぞれ固定具７２．
７４によりセンター・レッグ５４とともに補助磁束ルー
プ路を構成し、制御巻線２６に直流励磁電流が供給され
たときに制御巻線２６の磁束の通路として機能する。す
なわち、制御巻線２６の磁束はセンター・レッグ５４の
第２コア部５４ｂを部分的に磁気飽和させ、もって第１
直列巻線４６および分路巻線４８の磁束を主磁束ループ
から磁気分路鉄心４４を介してアウター・レッグ５６，
５８にシフトさせる。

第１直列巻線４６と分路巻線４８はセンター・レッグ５
４の第１コア部５４ａ上に巻かれて単巻変圧器を構成し
、第２直列巻線５０が第２コア５４ｂ上に第１直列巻線
４６とは逆極性で巻かれて、いわゆる、差動結合される
。

上記構成において、入力端１４，１６が交流電源１２に
接続されて、出力端２０．２２が誘導負荷１８に接続さ
れると、第１、第２直列巻線鳴６゜５０に大電流が流れ
１分路巻線４８には入力電流と出力電流との差電流が流
れる。

第１，２図において、制御者＄９１２６に直流励磁電流
が供給されないときは、第１直列巻線４６と分路巻線４
８およびこの分路巻線４８に差動結合された第２直列巻
線５ｏにより生じた磁束がセンター・レッグ５４からア
ウター・レッグ５６，５８を通過して、センター・レッ
グ５４に循還する。

このとき、第１直列巻線４６と分路巻線４８の生ずる磁
束と第２直列巻線５０の生ずる磁束とは逆方向になって
いるから、相互磁束全体としては、差になって作用する
。したがって、このときの出力電圧は最少となる。

つぎに、制御巻線２６に直流励磁電流が供給されると、
第２可飽和鉄心５２はセンター・レッグ５４の第２、第
３コア部５４ｂ、５４ｃとともに磁気飽和されるため、
第１直列巻線４６と分路巻線４８の生ずる磁束は磁気分
路鉄心４４にシフトされる。このとき、磁束は第１コア
部５４ａ、アウター・レッグ５６，５８および磁気分路
鉄心４４を介して循還し、出力端２０，２２の出力電圧
は最大となる。制御巻線２６に供給される直流励磁電流
を少なくすると、それに応じて出力巻線の出力端出力電
圧は低下する。このように、センター・レッグ５４の第
２．第３コア部５４ｂ、５４Ｃの磁気飽和状態を可変制
御することにより、第１直列巻線４６と分路巻線４８か
らなる出力巻線に対する第２直列巻線５ｏの差動結合状
態を変化させて磁気分路鉄心４４にシフトされる第１直
列巻線４６および分路巻線４８の磁束を制御し、出力端
の出力電圧を可変制御できる。

第１図にもどって、直流励磁電源２８は単巻変圧熱形電
圧調整器２４の出力側に接続された変流器８０と、変圧
器８１を介して接続された交流リアクトル８２とを備え
る。変流器８０は誘導負荷１８の電流に依存した成分を
とり出すための電流成分回路として機能する。交流リア
クトル８２は変圧器８１を介して高圧から低圧に変圧さ
れた電圧を電圧調整器２４の出力電圧に依存した成分を
とり出すための電圧成分回路として機能する０両成分は
整流器８４の交流入力側でベクトル合成される。整流器
８４の直流出力電流は開成分の合成電流を整流したもの
に相当し、コンデンサ８６によって平滑され、制御巻線
２６の直流励磁電流Ｉとして用いられる。整流器８４の
直流出力電流に含まれる電流依存成分と電圧依存成分と
により、負荷の投入、遮断、あるいは負荷の急激な変動
時に直流出力電流の変化によって高速応答でその負荷変
動を補償させることができる。

半導体スイッチ回路３０は半導体スイッチ８８を備え、
この半導体スイッチ８８は整流器８４の直流出力端子間
に直流励磁電流工を制御するために接続される。半導体
スイッチ８８としてはトランジスタやサイリスタを使用
することができる。

第１図において、半導体スイッチ８８はインバーテツド
ダーリントン回路を形成する第１と第２の制御用トラン
ジスタ８８ａ、８８ｂを備える。

ここで、インバーテツドダーリントン回路とは、ＰＮＰ
型トランジスタとＮＰＮ型トランジスタを相補的に接続
した回路を云う、すなわち、第１の制御用トランジスタ
８８ａのベース電流を制御するために第２の制御用トラ
ンジスタ８８ｂがインバーテツドダーリントン接続され
、インバーテツドダーリントン回路を形成している。直
流励磁電流工を供給される制御巻線２６には電流吸収回
路９０が並列接続されている。１！！流吸収回路９０と
してはコンデンサが用いられる。この電流吸収回路９０
は半導体スイッチ８８がオフ時に整流器８４の直流出力
電流と直流励磁電流との差電流分を吸収する作用をする
。１１を流吸収回路８８と並列に電圧制限素子９２が接
続される。この電圧制御素子９２は励磁電圧が電圧制限
素子９２により制限される電圧に達すると導通し、半導
体スイッチ８８と電流吸収回路９０に過電圧が加わらな
いようにするために設けられる。電圧制限素子９２とし
て定電圧ダイオードを用いた場合の実施例が第１図に示
されている。第１図において、電流吸収回路９０として
のコンデンサと半導体スイッチ８８との間に逆流防止用
ダイオード９４が挿入されている。ダイオード９４は半
導体スイッチ８８のオン時にコンデンサ９０からの放電
電流がこの半導体スイッチ８８を介して流れるのを阻止
する。これにより半導体スイッチ８８として用いられる
例えば図示の如きトランジスタなどの素子の破壊の危険
性を防止する。

第６，７図において、負荷検出回路３２において、変圧
器（図示せず）からの正弦波の電圧信号（ａ）は演算増
幅器により成る増幅１１１００に供給され、同様に変流
器（図示せず）からの正弦波の電流信号（ｂ）は同様に
演算増幅器より成る増幅器１０２に供給される。増幅器
１００゜１０２は、大きな増幅率を有し、信号（ａ）お
よび（ｂ）をそれぞれ矩形波に変換して信号（（１）お
よび（ｄ）を出力する。ついで、信号（ｃ）および（ｄ
）はＮＯＲ回路１０４に供給され、信号（ｃ）および（
ｄ）の位相差（０）と等しいパルス（ｅ）を出力する。

このパルス（ｅ）は抵抗とコンデンサからなるローパス
・フィルタ１０６を介して直流信号（ｆ）に変換される
。この直流信号（ｆ）は制御回路３４に供給される。

第１図において制御回路３４はトランジスタ１０８と、
三角波発振器１１０と、負荷検出回路３２の出力信号（
ｆ）と三角波発振器１１０の三角波形出力ｇとを比較し
て、トランジスタ１０８のベースにパルス巾の異なる駆
動パルスを出力する作動増幅＠１１２を備える。トラン
ジスタ１０８のコレクターは抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してト
ランジスタ８８ａのコレクタ側に接続され、トランジス
タ８８ｂのオン・オフによって半導体スイッチ８０の通
流率を制御する。これにより制御巻線２６の励磁電流が
調整される。この場合に通流率制御は負荷電圧と負荷電
流との位相差をなくすように制御回路３４により制御さ
れる。

つぎに、第８図に示す各部の電圧電流波形例を参照しな
がら動作を説明する。

整流器８４の直流出力端子間はいかなる場合でも制御巻
線２６の励磁電流Ｉ′の所要値よりも大きくなるように
回路定数が選ばれる。半導体スイッチ８８がオンのとき
には整流器８４の直流出力電流■はこの半導体スイッチ
８８によって分路され、励磁電流工′は減少してゆく、
つぎに、半導体スイッチ８８がオフすると、整流器出力
電流工は増加してゆきなから制御巻線２６に流入する。

制御巻線２６のインダクタンスのため番こ励磁電流工′
は徐々にしか増大できないため、差電流分Ｉ−Ｉ’ｉ±
電流吸収コンデンサ９０に流入する。このようにして、
励磁電ｆｉＩ’　ｔ±半導体スイッチ８８のベース信号
によって目標値に保たれるよ一５ＬＺ瞬時値制御される
。

増幅器１１２のマイナス入力端に加えられた負荷電圧と
負荷電流との位相差に比例した出力信号ｆとプラス入力
端に加えられた三角波形信号ｇとが比較されて、出力パ
ルスｈが生ずる０時間ｔ１のとき、増幅器１１２１ま１
”信号を出力し１時間ｔ２のときｒｚｏ”信号を出力す
る。増幅器１１２から“１”信号が出力されると、トラ
ンジスタ１０８力ｔオンとなり。

トランジスタ８８ａ、８８ｂがオンとなる。

ある瞬時での半導体スイッチ８８の通流率αはオン時間
をＴｏｎ、周期をＴとすると、 ｏｎ α＝−−−−−− と表わすことができ、励磁電流■′の平均値１’　ａｖ
Ｌよ、整流器出カニの平均値工ａｖとすると Ｉ’　　ａｖ＝ａＩａｖ なる関係にある。すなわち、平均値としてみると、整流
器出力型ｉ４Ｉのうち励磁にはαＩａｖだけ流れ、半導
体スイッチＢ８には残りの（１−α）Ｉａｖが分流して
いることが分かる。このように半導体スイッチ８８は負
荷検出回路３２により検出された負荷状態に応答してオ
ン・オフされて。

負荷電圧と負荷電流の位相差が常にゼロレベルに近づく
ように制御回路３４により制御される。すなわち、負荷
電圧と負荷電流との位相差θが大きいときは、誘導負荷
の力率が極めて低く、負荷検出回路３２の出力ｆは高く
なる。このとき、第８図より明らかなように、トランジ
スタ１０８の出力ｊのパルス巾が大きくなるため、半導
体スイッチ８８の通流率が大きくなって励磁電流の分流
量が大きくなる。したがって、制御巻ＮｌＡ２６に供給
される制御電流Ｉ′が少なくなって、単巻変圧熱形電圧
調整器２４のセンター・レッグＳ４の第２コア部５４ｂ
の磁気飽和度が少なくなる。このとき、第２図における
第１直列巻線４６および分路巻線４８の磁束は第２直列
巻線５０による逆極性の磁束により打ち消されて単巻変
圧熱形電圧調整器２４の出力電圧が低下する。つぎに誘
導負荷が増大して、負荷電圧と負荷電流との位相差が小
さくなると、負荷検出回路３２の出力ｆは低くなる。こ
のとき、増幅器１１２の出力りのパルス幅が小さくなる
ため、半導体スイッチ８８の通流率が小さくなって励磁
電流１′が増加して電圧調整器２４の出力電圧が増加す
る。このように、制御回路３４は負荷検出回路３２の出
力信号ｆに応答して、半導体スイッチ８８の通流率を制
御することにより励磁電流工′を制御し、もうて、電圧
調整器２４から誘導負荷１８に供給される出力電圧を力
率が１になるように調整する。この結果。

たとえば、３相２００Ｖ定格の２．２ＫＷ誘導モータを
無負荷状態において入力電圧２００Ｖで駆動すると４．
８Ａの電流が流れて力率が０．５６゜消費電力が５３７
．６ワツトであるのに対し、力率が１となるように入力
電圧を５０Ｖに下げると、消費電流は僅かに１．１５八
となり、消費電力は約１７１０の５９．５ワツトなる。

つぎに、このモータの負荷率を約５０％にして入力電圧
を２００Ｖにすると、消費電流が５．ＯＡで力率が０．
８５．消費電力が８５０ワツトであるのに対し、力率が
１となるレベル、すなわち、１３０ｖまで入力電圧を下
げると消費電流は４．８八となり、消費電力は６２４ワ
ツトとなって２７．６％の省エネルギーとなる。

以上１本発明について単相用の実施例を説明したが、上
述の磁気制御層電圧ＷＲｍｇ１を３相結線して３相交流
電源に接続することもできる。負荷検出回路３２は公知
のたとえば米国特許第３，５８８，７１０号および同第
４．４８０，２１９に開示された位相検出回路もしくは
米国特許第４．１１７，４０８号および同第４，３７９
，２５８号に開示された負荷信号発生回路から構成して
も良い。

【発明の効果） 以上より明らかなように、本発明による省電力制御装置
はつぎのような効果もたらす。

（１）負荷電圧が負荷状態に応じて最適レベルに瞬時制
御され、すなわち負荷率の減少に比例して負荷電圧が最
適レベルまで減少されるため、誘導負荷が常に最高力率
で駆動され、大幅な省エネルギー効果が得られる。

（２）負荷電圧の制御が単巻変圧熱形電圧調整器の制御
巻線に流れる励磁電流の制御により行なわれ、電源ライ
ンにおける交流電圧を直接位相制御することがないため
、負荷電流が高調波成分を含まず、交流電圧波形に歪み
を与えない、したがって、コンピュータ等の情軸機器や
その他の制御装随に障害を与えない。

（３）負荷電流が高調波成分を含まないため、大形で高
価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安全
性の向上を図れるとともに、大幅な小形軽量化が図れる
。

（４）半導体スイッチは直接に電源ラインの交流電圧を
制御せず、単巻変圧鉛層電圧調整器の制御巻線の低電圧
、低電流の励磁電流を制御するため、半導体スイッチと
制御回路の著しい小容量化と大幅な低コスト化が図れる
。

また回路設計も容易となる。

（５）大きな負荷容量の省電力制御装置が１００分の１
以下の自己容量の単巻変圧鉛層電圧調整器で制御できる
ため、装置全体が小形軽量化されるとともに大きな電磁
波ノイズを発生させず、信頼性が高いため、シャトル等
の宇宙船での使用が可能である。

（６）低電圧、小容量の半導体スイッチと単巻変圧鉛層
電圧調整器の制御巻線と組み合わせて高電圧、大容量の
電圧制御が可能なため、安全で信頼性が高く、シかも、
極めて安価な電子部品で従来不可能であった大容量の電
力の制御が可能となるため、実用上の効果が大きい。

（７）大きな負荷容量に対して小さな自己容量の単巻変
圧鉛層電圧調整器と小電力の制御回路の採用を可能とし
て、エネルギー損失を最小としたため、大幅な高効率化
が図れる。

第１図は本発明による省電力制御装置の望ましい実施例
の結線図、第２図は第１図の単巻変圧器形電圧調Ｍ器の
平面図、第３図は第２図の電圧調整器の側面図、第４図
は第２図の電圧調整器の底面図、第５図は第２図のＶ−
Ｖ線の断面図、第６図は第１図の負荷検出回路の１例を
示す回路図。

第７図は第６図の回路の波形図、第８図は第１図の電流
電圧波形図をそれぞれ示す。

２４・・・・・・・・・単巻変圧鉛層電圧調整器２８・
・・・・・・・・直流励磁電源 ３α・・・・・・・・・半導体スイッチ回路３２・・・
・・・・・・負荷検出回路 ３４・・・・・・・・・制御回路 特許出願人　アレックス電子工業株式会社集４図 ）５図 本乙図 箭 Ｌ　　　　　　　　　　　　　　　　Ｊ本７図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、（ａ）交流電源と誘導負荷との間に接続される出力
   巻線と、前記出力巻線の出力電圧を調整するための制御
   巻線を備えた単巻変圧器形電圧調整器と、（ｂ）前記誘
   導負荷の入力側に接続されて前記出力電圧に依存した成
   分を取り出す交流リアクトルと、前記誘導負荷の電流に
   依存した成分を取り出す変流器と、両成分をベクトル合
   成した電流を整流して前記制御巻線に直流励磁電流を供
   給する整流器とを備えた直流励磁電源と、（ｃ）前記制
   御巻線と前記直流励磁電源との間に接続され、前記制御
   巻線に供給される前記直流励磁電流を制御する半導体ス
   イッチと、（ｄ）前記誘導負荷の負荷状態に対応した出
   力信号を発生する負荷検出回路と、（ｅ）前記出力信号
   に応答して、前記半導体スイッチの通流率を制御する制
   御回路と、を備えた誘導負荷用省電力制御装置。 ２、前記半導体スイッチが前記直流励磁電源の直流出力
   端子に接続されて、前記直流励磁電流の一部を前記半導
   体スイッチに分流させたことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の誘導負荷用省電力制御装置。 ３、前記半導体スイッチに並列に電流吸収回路が接続さ
   れたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の誘導
   負荷用省電力制御装置。 ４、前記半導体スイッチに並列に電圧制限素子が接続さ
   れたことを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の誘導
   負荷用省電力制御装置。 ５、前記負荷検出回路が負荷電圧と負荷電流の位相差を
   検出する位相差検出回路を備えたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項または第２項記載の誘導負荷用省電力
   制御装置。 ６、前記制御回路が前記出力信号に応答したパルス巾の
   出力パルスを発生する増幅器と、前記増幅器の出力に応
   答して前記半導体スイッチの通流率を制御するトランジ
   スタとを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
   または第２項記載の誘導負荷用省電力制御装置。 ７、前記単巻変圧器形電圧調整器が第１直列巻線と、こ
   の第１直列巻線に直列接続された分路巻線と、この分路
   巻線とは異なる極性で前記分路巻線に直列接続された第
   ２直列巻線とを有する第１可飽和鉄心を備えた主磁束ル
   ープ路と、前記分路巻線と前記第２直列巻線との間に配
   置されて前記主磁束ループ路の一部をバイパスさせるた
   めのエアギャップを備えた少くとも１つの磁気分路鉄心
   と、前記磁気分路鉄心と前記第２直列巻線との間の前記
   第１可飽和鉄心の一部に磁気的に結合された第２可飽和
   鉄心からなる補助磁束ループ路とを備え、前記制御巻線
   が前記第２可飽和鉄心を介して前記第１可飽和鉄心の前
   記一部を磁気飽和させて前記第１直列巻線と前記分路巻
   線の磁束を前記磁気分路鉄心にシフトさせることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項または第２項記載の誘導負
   荷用省電力制御装置。 ８、前記第１可飽和鉄心がセンター・レッグとアウター
   ・レッグを有する第１巻鉄心を備え、前記補助磁束ルー
   プ路が前記センター・レッグ上に前記第２直列巻線と前
   記制御巻線を囲むように配置された第２巻鉄心とを備え
   、前記センター・レッグが前記第１巻鉄心の外方に延び
   る延長部を備え、前記制御巻線が前記延長部に巻装され
   たことを特徴とする特許請求の範囲第７項記載の誘導負
   荷用省電力制御装置。 ９、前記第１巻鉄心と前記センター・レッグとを固定す
   る第１の固定具と、前記第２巻鉄心と前記センター・レ
   ッグとを固定する第２の固定具とをさらに備えたことを
   特徴とする特許請求の範囲第８項記載の誘導負荷用省電
   力制御装置。 １０、前記センター・レッグの一方の側に前記第１巻鉄
   心が配置され、前記センター・レッグの他方側に前記第
   ２巻鉄心が配置されたことを特徴とする特許請求の範囲
   第８項ないし第９項記載の誘導負荷用省電力制御装置。 １１、前記第１直列巻線および前記分路巻線と、前記第
   ２直列巻線と、前記制御巻線とがほぼ同一平面内に配置
   されたことを特徴とする特許請求の範囲第１１項記載の
   誘導負荷用省電力制御装置。