JPH01200877A - 水平偏向高圧出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は受像管の水平偏向及び高圧出力回路の改良に関
Ｊるものである。

（従来の技術） 従来、受＠管の水平偏向高圧出力回路の一例を第４図に
示す。ここで、１は水平偏向出力ＮＰＮ　ｌ−ランラス
タであって、図示されない前段からの励振パルスＰによ
りダンパーダイオード２と共動してスイッチング動作を
行う。また、３は帰線共振コンデンサ、４は水平偏向コ
イル、５は水平振幅調整コイル、６はＳ字補正］ンデン
４ノである。７はフライバック１−ランスであり、７８
はその一次巻線であってその一端に回路の直流電源（電
圧）Ｅｂ’　が加わる。更に、７ｂはフライバックトラ
ンス７の二次巻線で、ここに接続されている８は高圧整
流回路、９は平滑コンデンサである。また、１０は電圧
制御回路、１１は可変抵抗器である。

この様にすると、良く知られた原理により、水平偏向コ
イル４には水平偏向ノコギリ波主流１ｙが流れ、この水
平偏向コイル４はここでは図示されない受像管の頚部に
装着されているから、これによって受像管の電子ビーム
が左右に偏向される。

また同時に、水平偏向出力トランジスタ１のコレクタに
は水平偏向周期で繰返すコレクタパルス■ｐが生じ、こ
れはフライバック１〜ランス７で変圧されて高圧パルス
Ｖｈｖとなり、更に、これが高圧整流回路８、平滑コン
デンサ９で整流平滑されて直流高圧Ｅｈｖを得、これが
図示されない受像管の陽極電圧として供給される。この
場合、平滑コンデンサ９は受像管の壁面に形成された導
電股間の容量を利用する事により省略可能である。

また、１０は可変抵抗器１１でその状態を設定出来る電
圧制御回路であって、直流電源電圧Ｅｂを実質上の回路
の直流電源電圧Ｅｂ′に変換する。この場合、可変抵抗
器１１で直流電源電圧Ｅｂ′を変える事により、水平偏
向ノコギリ波電流ＩＶのｐ−ｐ（ピーク・ピーク）値と
出力直流高圧Ｅｈｖの値が同時に変化する。

また、水平偏向コイル４と水平振幅調整コイル５の夫々
のインダクタンスをり、Ｌａとすると、ここに流れる水
平偏向ノコギリ波ｍ１ｌｙのｐ−ｐ値は（Ｌ＋Ｌａ　）
に反比例する。

従って、水平振幅調整コイル５を加減してインダクタン
スしａの値を変化させてやれば、水平偏向ノコギリ波電
流ＩＶのｐ−ｐ（ｉａも変化する事になり、これによっ
て受像管面上の画像表示部分くラスター）の水平幅を調
整する事が出来る。

（発明が解決しようとする課題） この第４図において、回路の電源電圧Ｅｂ’で」レクタ
バルスＶｐの波高値ＶｐＯを求めてみると次式の様にな
る。

Ｖｐｏ−（Ｅｂ’　　−Ｔｓ）／（２＋　　ａ　　　　
）・・・（１） 但し、ここで、Ｔｓは水平偏向の走査時間、Ｃは帰線共
振コンデンサ３の容量値である。

この（１）式から分る様に、水平振幅を変えようとして
、例えばインダクタンスＬａの値を増加させたとすると
、］レクタバルスＶｐの波高値Ｖｐｏの値が小さくなっ
てしまう。

この結果、フライバックトランス７の二次巻線７ｂに生
じる高圧パルスＶｈｖも減少し、これを整流して得た受
像管陽極用直流高圧Ｅｈｖも小さくなってしまう。

この受像管陽極用直流高圧［ｈｖの値の低下は、フォー
カス品位の劣化を招くだけでなく、偏向の能率を上げて
しまい、せっかく水平振幅調整コイル５により水平偏向
ノコギリ波電流Ｉｙを減らして水平振幅を狭め様とする
作用が弱められてしまう事になる。

従って、この様な不都合を避ける為、水平振幅調整コイ
ル５の可変範囲はそれ程大きく設定する事は出来ず、水
平偏向ノコギリ波電流１ｙのｐ　−ｐ（ｉｉを約５％程
度動かづのが限界であった。

また、第４図で受像管の受像画面が明るい場合は、この
陽極電流、即ち高圧負荷電流１ａが増加する。すると、
回路の内部インピーダンスのＩ　Ｈにより直流高圧Ｅｈ
■が低下し、前述した様にフオ−カス品位の劣化や画像
振幅の変動を招くばかりでなく、フライバックトランス
７から機器内の各部に供給するパルスの値も変動してし
まう事になる。

例えば、第４図に示す様に、フライバックトランス７の
三次巻線７Ｃから得たパルスＶｐ３を、これも図示しな
いが外部からの基準同期信号と水平偏向出力回路の波形
とのタイミングを一致させる為の水平ＡＦＣ回路に供給
する事がある。この様な場合も、高圧負荷電流１ａの大
小によってパルスＶｐ３の大ささが変わると、同期信号
と水平偏向出力波形（例えば、水平偏向ノコギリ波電流
ＩＶ）との位相関係がずれてくるので、画像の明るさに
よって画像の位置が横方向にずれてしまい、非常に見苦
しい現象となる事があった。

この高圧負荷電流１ａによって直流高圧Ｅｈｖの値が変
動してしまう現象は、次の第５図で一応の解決をみる。

即ち、この第５図で番号１から１０までは第４図の同一
番号部分と同様な働きをする。

更に、１２．１３は高圧分圧抵抗、１４は演算増幅器、
１１′　は可変抵抗器である。

この様にすると、直流高圧Ｅｈ■を高圧分圧抵抗１２、
１３で分圧して得た直流電圧Ｅ１は、常に直流電源Ｅよ
り可変抵抗器１１′で得られた基準電圧ＥＳ１と一致す
る様、演算増幅器１４の出力電圧ＥＯ１で電圧制御回路
１０を制御づる事になる。

この様にすると、もし高圧負荷電流１ａが増加して直流
高圧Ｅｈｖが低下し、直流電圧［１の値が基準電圧ＥＳ
１の値を割込もうとすると演算増幅器１４の出力電圧［
０１が電圧制御回路１０の電圧降下を少なくする方向、
即ち直流電源電圧Ｅｂ′を増加させる方向に働くので、
結果として高圧パルスｙｈｖが上貸し、直流高圧Ｅｈ■
が低下しない様に補償する事になる。

この様に、この第５図によれば、少なくとも高圧負荷電
流１ａによる直流高圧Ｅｈｖの変動は防止出来る。しか
し、高圧負荷電流１ａの増加と共に直流電源電圧Ｅｂ’
　も増加してしまうと言う事は、同時に水平偏向ノコギ
リ波電流ＩＶも増加する事であり、結局、高圧負荷電流
１ａの変化によって水平偏向振幅が変わってしまう事に
なる。

従って、この第５図の回路は、従来、高圧発生専用の回
路としては実用されて来たが、ここで対象とする水平偏
向と高圧発生の回路を共用させて回路の簡易化を図ろう
とする様な場合には問題があった。

また更に、第４図も第５図も可変抵抗器１１゜１１′　
を動かして直流高圧Ｅｈｖだけを変化させ様としても同
時に必ず水平偏向振幅も変化してしまい、可変抵抗器１
１．１１’　は直流電源電圧Ｅｂのバラツキ吸収程度の
目的にしか使えなかった。

（課題を解決するだめの手段） 本発明は以上の様な問題点を解決する為になされたもの
であって、水平偏向周期で間開するスイッチング素子と
、該スイッチング素子と並列に接続された共振コンデン
サと、同じく該スイッチング素子と並列に接続された水
平偏向コイルと可飽和リアクタと電流検出回路と８字補
正コンデンサとの第１の直列回路と、また更に同しく該
スイッチング素子に並列に接続された直流電源と電圧制
御回路とフライバックトランスの一次巻線との第２の直
列回路とからなり、更に前記フライバックトランスの二
次巻線に生じるパルス電圧を整流して得た直流高圧を受
像管の陽極に加える水平偏向高圧出力回路において、前
記可飽和リアクタに発生するパルス電圧を変圧する変圧
手段を、この変圧手段によって変圧して得られたパルス
電圧が前記フライバックトランスの一次巻線にその巻線
当りの電圧が加算される様な極性で前記フライバックト
ランスの一次巻線に直列に挿入すると共に、前記直流高
圧を抵抗器で分圧した電圧を第１の２．４準電圧と比較
する第１の演算器を設け、該第１の演算増幅器の出力で
前記電圧１．ｌｌｔ［］回路を制御し、更に前記電流検
出回路の出力電圧を第２の基準電圧と比較する第２の演
算増幅器を設け、該第２の演算増幅器の出力で前記可飽
和リアクタを制ｔ２０−！Ｊるようにした事によって、
受像管陽極電流が変１ヒしても高圧電圧値、フライバッ
クパルス、水平偏向電流の値が一定値を保ち、かつ前記
第１及び第２の基準電圧を可変する事により、夫々高圧
電圧値、水平偏向電流値を独立に動かす事が出来る様に
なり、従来の問題点を良好に解決したものである。

（実　施　例） 第１図は本発明による水平偏向高圧出力回路の最も基本
的な一実施例を示したものであり、ここで、番号１から
１４までの部分はやはり先の第５図の同一番号部分と同
じ馳きをするものとし、その説明は省略する。

本発明の第１図では、従来例の第４図、第５図の水平振
幅調整コイル５の代りに可飽和リアクタ１５が挿入され
、これの被制御巻線１５ｂのインダクタンスｌａが制御
巻線１５ａに流れる直流電流１ｄｃの値によって変化す
る事を利用して水平偏向娠幅調整を行なっている。

また、１６は可飽和リアクタ１５の被制御巻線１５ｂの
両端に発生するパルス電圧Ｖｐａを変圧、反転してフラ
イバックトランス７の一次巻線７ａに直列に加える為の
１−ランスである。

また、８字補正コンデンサ６と直列に新たに偏向電流検
出回路１７が挿入され、ここから水平偏向ノコギリ波電
流１ｙのｐ−ｐｌ直に比例する直流電圧Ｅｉを得る。

この直流電圧Ｅｉは、第２の演等増幅器１８に加えられ
、直流電源Ｅより可変抵抗鼎１９で得られた第２の基準
電圧ＥＳ２と比較される。更に、演の増幅２Ｓ１８の出
力電圧ＥＯ２は定電流発生回路２０に加えられ、この定
電流発生回路２０から得られた直流電流１ｄｃが先の可
飽和リアクタ１５の制ｔｍ巻線１５ａを流れる様になっ
てる。

ここで、コレクタパルスＶｐの波高値Ｖｐｏから可飽和
リアクタ１５の被制Ｕｔ＋巻線１５ｂの両端に発生する
パルス電圧Ｖｐａを求めると、水平偏向コイル４のイン
ダクタンスをＬ１被制御巻線１５ｂのインダクタンスを
　しａとして次の様になる。

Ｖｐａ＝（Ｌａ／（Ｌ＋Ｌａ））Ｖｐｏ　　　　−（２
３従って、もし、インダクタンスＬａの値を増加させた
とすると、この両端のパルス電圧値子７５値Ｖｐａはや
はり増加の方向である。

この波高値（パルス電圧）Ｖｐａは、トランス１６で０
倍に変圧されてフライバックトランス７の一次巻線７ａ
の一端に加えられる。この時の極性は、−］レクタパル
スＶｐとは逆の極性で一次巻線７ａの反対側に加えられ
る訳であるから、結局、この−次巻線７ａ全体に加わる
パルス電圧値Ｖｐｌは次式の様に両方の絶対値の和にな
る。

Ｖ　１）１−Ｖ　Ｃ１ｏ＋　ｎ　Ｖ　Ｄａ　　　　　　
　　　　　・（３）ところが、先に述べた様に、この（
３式の第一項は可飽和リアクタ１５の被制御巻線１５ｂ
のインダクタンスしａの値の増加と共に減少するが、第
二項はインダクタンスＬａの値と共に増加の方向である
。

従って、第二項の係数ｎ、即ちトランス１６の巻線比（
変圧比）をある程度Ｌス上大きくしてやれば、インダク
タンス１−ａの値の増加と共にパルス電圧値Ｖｐｌの波
高値が増加になるようにする事が可能である。

この条件をフライバックトランス７の一次巻線７ａのイ
ンダクタンスＬ１の値が水平偏向コイル４のインダクタ
ンスしの値より十分大きいものとして実際に数値計算を
行なって求めてみると、ｎの値が０．５７よりある程度
大であれば、本来、インダクタンスしａの値の増加と共
にフライバックｌ−ランス７上のパルス（電圧値）　Ｖ
ｐｌ、　Ｖｈｖ等が増加の傾向となる。

ところが、先に述べた第５図と同様に、本発明の第１図
では、高圧パルスｖｈｖが増加して直流高圧Ｅｈｖの電
圧値が増加しようとしても、高圧分圧抵抗１２．１３．
演ｑ増幅為１４．電圧制御回路１０を通したフィードバ
ックが働き、直流電源電圧Ｅｂ′が低下して直流高圧Ｅ
ｈ■を一定化してしまう。

ここで、改めて水平偏向コイル４に流れる水平偏向ノコ
ギリ波電Ｕｌｙの１直は、 Ｉｙ　＝　（Ｅｂ　’　　−Ｔｓ　）／　（Ｌ＋Ｌａ　
）　　−（４）となり、これからすぐ分かる様に、イン
ダクタンスＬａの値の増加と共に直流電源電圧Ｅｂ’も
低下すると、従来のインダクタンスＬａの値だけしか変
らない回路に比べて、より一層効果的に水平偏向ノコギ
リ波電流１ｙの値が減少する。しかも、この場合、原理
的に直流高圧Ｅｈ■は一定になるので、水平偏向撮幅調
整による高圧変動がなく好都合である。

以上はフライバックトランス７の一次巻線７ａのインダ
クタンスＬ１の値が水平偏向コイル４のインダクタンス
Ｌの値よりも十分大きいものと仮定したが、実際にはこ
れが構造上困難な場合も多い。

しかし、これがあまり小さいと回路の取扱う無効電力を
いたずらに増すだけなので、水平偏向コイル４のインダ
クタンス［の値の少なくとも２倍以上、最悪でも同程度
の値以上に設計する。

もし、ｔｌ＝５１とした時、同様計ｑでトランス１６の
巻線比ｎの限界値を求めると、ｎ＞０．４５となり、Ｌ
ｌ　＝２Ｌでｎ＞　０．３６　、Ｌｌ　＝　Ｌでｎ＞　
０．２Ｇとなる。

このことから、トランス１６の巻線比ｎを１１／しの値
に応じて上記の限界値以上に設定すれば、可飽和リアク
タ１５の被制御巻線１５ｂのインダクタンスｌａの値を
調整する事により効果的に水平振幅を変える事が出来、
しかも他の特性に影響する事がない。

トランス１６の巻線比ｎを前記の限界値よりどの程度大
きくするかは、可飽和リアクタ１５と１１圧制御回路１
０との間で、水平振幅調整に対］る影費度をどの程度の
割合で分担するかによって決定する。

即ち、巻線比ｎを限界値より大きくすればする稈、水平
振幅調整の際の直流電源電圧Ｅｂ’　の動きが大きくな
る。

従って、電圧制御回路１０がトランジスタシリーズレギ
ュレータ形式である場合は、直流電源゛ｌ′ヒ圧Ｅｂ′
の動き下限でもこの部分の損失が許容値に収まる所まで
ｎの値を大ぎ（する事が出来る。

一方、当然、この場合も先の第５図と同じく高圧負荷電
流１ａの変化に対しても、それに応じて回路の実質直流
電′ｉＱ電圧Ｅｂ’　が増減するので、直流高圧Ｅｈｖ
は一定化される。そして、従来の第５図の場合も、この
時、直流電源電圧Ｅｂ’の動きにつれて水平偏向振幅も
変ってしまうのが問題であったが、この第１図では偏向
電流検出回路１７、第２の演算増幅器１８、定電流発生
回路２０、可飽和リアクタ１５からなるフィードバック
回路でこれを補正している。

この様にすると、もし水平偏向ノコギリ波電流Ｉｙの値
の増加により、偏向電流検出回路１７の出力直流電圧Ｅ
ｉが可変抵抗器１９によって予め設定された第２の基準
電圧Ｅｓ２を越えそうになると、演算増幅器１８の出力
電圧ＥＯ２は定電流発生回路２０の出力直流電流１ｄｃ
を減少させる方向に働く。すると、これは可飽和リアク
タ１５の被制御巻ＩＩ　１５ｂのインダクタンスＬａの
値を増加させて水平偏向ノコギリ波電流１”／を抑制す
るので、結局、水平偏向ノコギリ波電流１ｙの値は一定
値に保たれる。

この時、先にも）ホべたように、インダクタンス１−ａ
の値の増加はフライバック１−ランス７のパルス（電圧
Ｉａ）　ＶＤｌ、　ＶｈＶを増加させ、この方からも前
述の高圧負荷電流１ａの増加による直流高圧Ｅｈｖの低
下の補償動作を一部受持っている事になる。そして、そ
の分だけ直流電源電圧Ｅｂ’　の動く範囲が少なくて済
み、電圧制御回路１０の動作が楽になる。

この様に、例えば高圧負荷電流１ａが変動しても、その
事により直流電ｉ！１１電圧Ｅｂ′、高圧パルスＶｈｖ
、直流電流１ｄｃ、インダクタンスｌａの値等が夫々中
しずつ変化するが、最も重要な要素である直流高圧Ｅｈ
ｖと水平偏向ノコギリ波電流１ｙとは全く変化せず、こ
れが本発明の主要な特徴となっている。

また、この第１図で可変抵抗器１１′を動かすと、前述
した様に直流高圧Ｅｈｖは変るが、偏向電流検出回路１
７．演算増幅４１８．定電流発生回路２０．可飽和リア
クタ１５のフィードバック回路の働きにより水平偏向ノ
コギリ波電流１ｙの値は変らない。

また一方、可変抵抗器１９を動かして第２の基へ（電圧
ＥＳ２を動かすと、偏向電流検出回路１７の検出直流電
圧［ｉがこれに一致する様に水平偏向ノコ鬼゛り波電流
１ｙが変わる。この時、高圧側はやはり抵抗１２．１３
、第１の演算増１ｉ？ｌ器１４、電圧制御回路１０、フ
ライバックトランス７のフィードバックにより一定化さ
れ、水平偏向ノコギリ波電流１ｙの動きには無関係であ
る。

この様に、本発明によれば、可変抵抗器１１′。

１９を動かす事により、夫々高圧と水平偏向ノコギリ波
電流１ｙの値を互いに独立に調整する事が出来、受像機
を容易に正しい規格値にセラ１−する事が可能になる。

また、第１図では被制御巻線１５ｂに生じたパルス電圧
Ｖｐａを変圧するのに専用のトランス１６を使用してい
るが、これは可飽和リアクタ１５を工夫する串により省
略可能である。

即ち、第２図に示す様に、ここに使用する可飽和リアク
タ１５′　はＥ−Ｅ形あるいはＥ−１形コア２１を用い
たもので、その中央脚に制御巻線１５ａを、左右両側脚
に被制御巻線１５ｂを谷いたものであるとする。すると
、この被制御巻線１５ｂに沿って新たに巻線１５ｃを巻
込めば、被制御巻線１５ｂ１．：発生ずるパルス電ｆｆ
：　Ｖ　ｐａは巻線１５ｃに変圧されて出て来るので、
これを図の様にフライバック１−ランス７の一次巻線７
ａに加えれば良い。

また、第１図で高圧負荷電流）ａが増加すると、前述し
た様に、フィードバックの働きにより直流高圧Ｅｈｖは
一定に保たれるものの、本来の電圧降下分を補う為、高
圧パルスｙｈｖは高圧負荷電流ｌａと共に増加する。

従って、このフライバック１−ランス７上の他の巻線か
ら得られるパルス、例えばＶｐ３等を機器内の他の部分
に供給して使用する場合、これも高圧負荷電流１ａの大
小によってそのパルス電圧（波高値）が変わるので注意
を要する。これも前述した様に、このパルスＶｐ３を水
平ＡＦＣ回路の比較信号として用いると、画像の明るさ
によって画像左右位置が変動する問題が発生し易い。

これに対しては、フライバーツク１−ランス７の一次側
のコレクタパルスｖｐを利用すれば解決する。

即ち、この第１図でのコレクタパルス■ｐの波高値Ｖｐ
ｏは、 Ｖｐｏ＝（（πＴｓ）：／（２Ｔｒ）＋１）Ｅｂ’・・
・（→ で表わさ゛れる。（ＴＳ　：水平偏向の走査時間、Ｔｒ
：水平帰線時間） 一方、水平偏向ノコギリ波電流ＩＶは、Ｉｙ　　＝　　
（Ｅｂ’　　−Ｔｓ　　）／　（Ｌ＋Ｌａ　　）であり
、従って、直流電′ＩＱ電圧Ｅｂ’は、［Ｅｂ　’　＝
　（Ｌ＋Ｌａ　）Ｉｙ　／Ｔｓであるので、この直流電
源電圧Ｅｂ’を先の（５）式に代入すると、波高値Ｖｐ
ｏは、 Ｖｐｏ＝　（（πＴｓ　）／（２Ｔｒ　）＋１）（Ｌ十
Ｌａ　）　Ｉｙ　／Ｔｓ　　　　　　　　　・・・■と
なる。

この式では、先に述べた様に、水平偏向ノコギリ波電流
１ｙは一定であり、その他の水平偏向の走査時間Ｔｓ、
水平帰線時間Ｔｒ、インダクタンスしも一定である。そ
して、可飽和リアクタ１５のインダクタンスｌａだけが
前述の理論により、高圧負荷電流１ａの変化によって若
干変るがその寄与率は小さく、パルス波高値Ｖｐｏは高
圧負荷電流ｌａの変化に対しては望一定とみて良い。

従って、この−次側のコレクタパルスｖｐを適当な手段
によって分圧し、これを機器内の他の部分、例えば前述
した様に水平ＡＦＣ回路等に供給しても問題を生じない
。

第３図は本発明の具体的な回路の一例を示した図である
。ここで、やはり番号１から１４までは先の第１図、第
５図の同一番号部分と同様な動きをするものとする。但
し、帰線共振コンデンサ３は、ここでは３′と３“の二
つに分割され、その接続点にコレクタパルスＶｐが分割
されたパルスＶｌ）４を得る。前述した様に、このパル
スＶｐ４は高圧負荷電流１ａの影響を受は難いので、水
平ＡＦＣ回路等機器内の他の必要回路部分に供給される
。

直流高圧Ｅｈｖは、高圧分圧抵抗１２．１３で分圧され
て直流電圧Ｅ１となり、演算増幅器１４で第１の基準電
圧ＥＳ１と比較される。ここで、３５は交流分帰還コン
デンサである。第１の演算増幅器１４の出力は電圧制御
回路１０に加えられる。

この電圧制御回路１０内において、２２は励振ＮＰＮト
ランジスタ、２３．２１１はその入力抵抗、２５はその
コレクタ抵抗である。また、２６は主制御ＮＰＮ　ｌ−
ランラスタ、２７はそＱベースバイアス抵抗である。

また、２８は平滑コンデンサである。

この様にすると、もし直流高１’ｔ　Ｅ　ｈｖが上５１
シて、それにつれ直流電圧Ｅ１が基準電圧ＥＳ１を越え
ようとすると、演算増幅器１４の出力電圧ＥＯ１が上昇
、励振トランジスタ２２のベース電流、ひいてはコレク
タ電流を増加させる。すると、ベースバイアス抵抗２７
に流れる電流値も増加し、この部分の電圧降下も大ぎく
なって主制ｔａｌｌ　＋−ランラスタ２Ｇのベース電圧
が低下、同時にエミッタ電圧、即ち直流電源電圧Ｅｂ′
も低下する。そして、この直流電源電圧Ｅｂ′の低下は
、即ち、直流高圧Ｅｈｖの低下につながるから、結局、
直流電圧Ｅ１は基準電圧ＥＳ１を越える事はなく、直流
高圧Ｅｈｖは安定化され、かつ基準電圧ＥＳＩの値を調
節する事によりぞの値が自在に設定出来る。

まｌζ、水平偏向コイル４に直列に入る電流検出回路１
７には神々の方法が考えられるが、ここでは、電流検出
ｌ・ランス２９による法で描いである。

即ち、この電流検出トランス２９の一次巻線２９ａのイ
ンダクタンスをＬＯとすると、水平帰線時間７ｒの間、
この−次巻ｆｉ１２９ａの両端に発生するパルス電圧■
ｐ１は、 Ｖｐｉ＝−Ｌｏ　　（ｄ　　Ｉｙ　　／ｄｔ）−（πＩ
ｙｐＬｏ　／Ｔｒ　　）　ｓｉｎ　　（πｔ　／Ｔｒ　
　）・・・（１） ［但し、水平帰線時間中であるから、 Ｉｙ＝　Ｉｙｐ　Ｃ０５（７ｒｔ　／Ｔｒ　＞　１とな
る。

これは、水平偏向ノコギリ波電流ＩＶのｐ−ｐ値Ｉｙｐ
に比例するので、これを二次巻線２９ｂに＞７圧して得
たパルスＶ　ｌ）　ｉ　ｌ、それを整流ダイオード３０
と平滑コンデンサ３１とで整流平滑して１７だ直流電圧
Ｅ１′、更にこれを抵抗３２．３３で分圧して冑だ直流
電圧Ｅ１も全て水平偏向ノコ１′−り波電流Ｉｙのｐ−
ｐ値に比例する事になる。

ここで、もし、水平偏向ノコギリ波電流１ｙの振幅が増
えて直流電圧Ｅ１が第２の基準電圧ＥＳ２を越えようと
すると、演算増幅器１８の出力電圧ＥＯ２が減少する。

なお、３４は交流分帰還コンデンサである。更に、３Ｇ
は電流出力ＮＰＮ　＋−ランラスタ、３７はでのエミッ
タ抵抗である。

ここで、演算増幅器１８の出力電圧ＥＯ２が減少すると
電流出力ＮＰＮ　トランジスタ３６のコレクタ電流、即
ち、可飽和リアクタ１５の制御巻線１５ａの直流電流１
ｄｃも減少し、これは被制御巻線１５ｂのインダクタン
スｌａの値を増加させ、その結果、水平偏向ノコギリ波
電流１ｙを減少させる作用が働く。

そして、結局、水平偏向ノコギリ波電流Ｉｙは増加せず
直流型ｆｆＥ＋も第２の基準電圧ＥＳ２を越える事はな
い。

従って、この回路では水平偏向ノコギリ波電流ｔｙの値
は安定化され、その値は第２の基準電圧ＥＳ２の値を可
変抵抗器１９で調整する事により、自在に設定出来る。

また、この第３図では、高圧Ｅｈ■も偏向電流Ｉｙも共
にネガティブフィードバックを形成する回路によってそ
の値が決定されるので、そのフィードバックループ内素
子のバラツキや温度特性、電源電圧変動等に対し影響さ
れ難く、極めて安定である。

また更に、本発明の構成は、水平偏向周波数が変っても
、直流高圧、水平偏向ノコギリ波電流共一定値を保つの
で、そのまま使用出来、コンピュータのデイスプレィ機
器等に利用出来る。

この場合、広い水平偏向周波数範囲に対応しようとする
と直流電源電圧Ｅｂ’　は大きく動かす必要があり、第
３図の電圧１ｉ１Ｊ　ａ！１回路１０の様４【トランジ
スタシリーズレギュレータでは損失増大の為、設計がや
りにくい。この様な場合は、電圧制す１１回路１０をこ
の回路に限らずスイッヂングレギュレータ等にＪれば良
い。

水平偏向周波数に対応して直流高圧Ｅｈｖを一定にする
様に直流電源電圧Ｅｂ’　が定まると、水平偏向ノコギ
リ波電流１ｙの方も水平偏向周波数に合わせては寸一定
値になる事は、本出願人による特開昭６１、−１３４１
８１号等で既に明らかにされている。

従って、この様な多種の水平偏向周波数に対応する様な
場合でも、水平偏向側の安定化回路、１ｉｌｌち可飽和
リアクタ１５’　、１ＩｉＩｉ向電流検出回路１７．演
惇増幅鼎１８．可変低抗忍１９．定電流発生回路２０等
のダイナミックレンジは特に広くする必要はない。

（発明の効！り 以上詳細に説明した所から明らかな様に、本発明の水平
偏向高圧出力回路は、受像管の水平偏向高圧出力回路に
Ｊ３いて、受像管陽極電流が変化した時、直流高圧、水
平偏向振幅の両方共変動しない様な特性が簡単な構成で
達成出来、しかも周囲温度や直流電源の変動に左右され
ない安定な回路を提供Ｊ−ることができる。

また、本発明は、受像管の水平偏向高圧出力回路におい
て、水平偏向電流の振幅を変えずに、高圧出力電圧だけ
を変えられる様な回路を提供することができる。

また、本発明は、受像管の水平偏向高圧出力回路に４３
いて、高圧出力電圧を変えずに、水平−自重Ｒ１１ｉ幅
だけを変えられる様な回路を提供することができる。

また更に、本発明は、受像管陽極に供給する高圧電流が
、受像画面の明るさに応じて変化した時、画像位買の水
平方向の変化が少なくなる様な回路を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による水平偏向高圧出力回路の最も基本
的な一実施例を示す図、第２図はモの一部の変形例を示
す図、第３図は更に本発明の回路を具体的に示す図、第
４図は従来の回路の一例を示す図、第５図は更に従来の
回路の他の一例を示す図である。 １・・・水平偏向出力ＮＰＮ　ｌ−ランラスタ、２・・
・ダンパーダイオード、 ３．３’、３”・・・帰線共振コンデンサ、４・・・水
平偏向コイル、５・・・水平振幅調整コイル、６・・・
Ｓ字補正コンデンナ、 ７・・・フライバックトランス、 ７ａ、２９ａ・・・−次巻線、７ｂ、２９ｂ・・・二次
巻線、７Ｃ・・・三次巻線、８・・・高圧整流回路、９
、２８．３１・・・平滑コンデンサ、１０・・・電圧ゐ
り御回路、１１、１１’　、　１９・・・可変抵抗器、
１２、１３・・・高圧分圧抵抗、１４．１８・・・演Ω
増幅器、１５、１５’　・・・可飽和リアクタ、１５ａ
・・・制リロ巻線、１５ｂ・・・被制！１１巻線、１５
ｃ・・・巻線、１６・・・トランス、１７・・・偏向電
流検出回路、２ｏ・・・定電流発生回路、２１・・・Ｅ
−Ｅ形あるいはＥ−１形コア、２２・・・励振ＮＰＮ　
トランジスタ、２３．２４・・・入力抵抗、２５・・・
コレクタ抵抗、２６・・・主制御８ＰＮＩ−ランラスタ
、２７・・・ベースバイアス抵抗、２９・・・電流検出
トランス、３０・・・整流ダイオード、３２．３３・・
・抵抗、３４．３５・・・交流分帰還コンデンリ、３６
・・・電流出力ＮＰＮ　ｌ−ランラスタ、３７・・・エ
ミッタ抵抗、 Ｅｂ、Ｅｂ’、Ｅ・・・直流電源（電圧）、Ｆｈｖ・・
・受像管陽極用直流高圧、 ＥＳｌ、ＥＳ２・・・基準電圧、 Ｅｌ、［：ｉ、Ｅｉ’　・・・直流電圧、ｌａ・・・高
圧負荷電流、Ｉｄｃ・・・直流電流、Ｉｙ・・・水平偏
向ノコギリ波電流、 Ｐ・・・励振パルス、Ｖｈｖ・・・高圧パルス、Ｖｐ・
・・コレクタパルス、■ｐａ・・・パルス電圧、Ｖｐｌ
・・・パルス電圧値、Ｖｌ）３．ＶＤ４・・・パルス。 第１図 ２０　　　第　２　図 第　４　図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）水平偏向周期で開閉するスイッチング素子と、該
   スイッチング素子と並列に接続された共振コンデンサと
   、同じく該スイッチング素子と並列に接続された水平偏
   向コイルと可飽和リアクタと電流検出回路とＳ字補正コ
   ンデンサとの第１の直列回路と、また更に同じく該スイ
   ッチング素子に並列に接続された直流電源と電圧制御回
   路とフライバックトランスの一次巻線との第２の直列回
   路とからなり、更に前記フライバックトランスの二次巻
   線に生じるパルス電圧を整流して得た直流高圧を受像管
   の陽極に加える水平偏向高圧出力回路において、 前記可飽和リアクタに発生するパルス電圧を変圧する変
   圧手段を、この変圧手段によつて変圧して得られたパル
   ス電圧が前記フライバックトランスの一次巻線にその巻
   線当りの電圧が加算される様な極性で前記フライバック
   トランスの一次巻線に直列に挿入すると共に、前記直流
   高圧を抵抗器で分圧した電圧を第１の基準電圧と比較す
   る第１の演算増幅器を設け、該第１の演算増幅器の出力
   で前記電圧制御回路を制御し、更に前記電流検出回路の
   出力電圧を第２の基準電圧と比較する第２の演算増幅器
   を設け、該第２の演算増幅器の出力で前記可飽和リアク
   タを制御するようにした事を特徴とする水平偏向高圧出
   力回路。
2. （２）第１の基準電圧を可変して直流高圧出力を水平偏
   向電流とは独立に変えるようにした事を特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の水平偏向高圧出力回路。
3. （３）第２の基準電圧を可変して水平偏向振幅を直流高
   圧とは独立に変えるようにした事を特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載の水平偏向高圧出力回路。
4. （４）スイッチング素子の両端に発生するパルス電圧を
   変圧手段によって変圧して得たパルスを、機器内の水平
   ＡＦＣ用比較信号生成の為に使用するようにした事を特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の水平偏向高圧出力
   回路。