JPH01202008A - フィルタの重み付け係数の調整方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、最小平均自乗アルゴリズムによるトランスバ
ーサルフィルタの連続するＮ段に対応する重み付け係数
の調整方法であって、信号サンプルはフィルタに順次供
給され、フィルタの出力信号と基準との差が決定され、
前記出力信号は各々前記重み付け係数により重み付けら
れているＮ個の前記サンプルのそれぞれのグループから
得られ、前記差とフィルタの段の現内容との積から得ら
れる補正値はそれぞれ前記重み付け係数の各々に適用さ
れる重み付け係数の調整方法に関する。本発明はまた特
にトランスバーサルフィルタが決定フィードバックフィ
ルタで置き換えられる、前記の方法の変形例にも関する
。さらに本発明はかかる方法を実施する回路配置に関す
る。

トランスバーサルフィルタの重み付け係数を、フィルタ
特性が現在所要のフィルタ特性に近づくよう調整するこ
とはしばしば必要となる。例えばかかるフィルタは、伝
送チャンネルが不完全であったため生ずる伝送信号の歪
を補償するいわゆる「等化器」として使用される。チャ
ンネル特性が時間とともに変化する場合良好な等化を行
ない続けるためにはチャンネル特性の劣化を考慮に入れ
て実際上連続的にかつ周期的にフィルタ特性を更新する
必要がある。このためには発明の詳細な説明の冒頭に記
載した如き一般的種類の方法が周知であり、［最小平均
自乗アルゴリズム］は調整で用いられる幾つかのアルゴ
リズムのうちの１つである。公知の方法では各係数はフ
ィルタに供給される各サンプルに対し１度次の式に従っ
て調整される。

Ｃ＋　　（ｋ＋１）＝Ｃ＋　　（ｋ）＋μｅ（ｋ）Ｖ＋
（ｋ） Ｃｙ　　（ｋ＋１＞＝Ｃｚ　　（ｋ）＋μｅ（ｋ）Ｖｚ
（ｋ） ＣＮ　（ｋ＋１　）＝ＣＮ　（ｋ）＋μｅ　（ｋ）ＶＮ
（ｋ） ただしここでＣ＋　　（ｋ）、Ｃ２（ｋ）、・・・、　
ＣＮ（ｋ）は入力信号の所与のり゛ンプル明間ｋにおけ
る連続するＮ段に対応する重み付け係数であり、μは通
常０４１未満の定数であり、ｅ　（ｋ）は所与のサンプ
ル期間ｋにおけるフィルタの出力と１との差であり、Ｖ
＋　　（ｋ）、Ｖ２　　（ｋ）、’・・。

ＶＮ（ｋ）は、所与のサンプル期間ｋにおけるフィルタ
の連続するＮ段のそれぞれの内容である。

各サンプル期間に１度各係数につきこの調整を行なうと
、所要の特性を得る速度については理論上最良の結果が
得られる。しかし、このために必要な大量の３１算のた
め比較的大きな電力が消費される。これは多くの適用分
野において欠点となる。

本発明の目的はこの欠点を低減するにある。

本発明によれば１、発明の詳細な説明の音頭に記載され
る如き方法であって、フィルタは連続するＮ段に続く少
なくとも１段の別の段を有し、前記別の段に対応する重
み付け係数は前記出力信号の各々発生毎にゼロに設定さ
れ、Ｎｆ［ｌの係数の各々は、ｎを１より大としてフィ
ルタに供給されるｎ個のサンプル毎に１度だけ調整され
、各補正値は、複数の前記差を表わす値がそれぞれの重
み付け係数としてフィルタに入力され残りの重み付け係
数が全てゼロに設定された後にフィルタの出力から導き
出されることを特徴とする重み付け係数の調整方法が提
供される。

前記の各々の式の右辺のｆｆ１ｃｘ（ｋ）は、それ自体
が同様の式で与えられ、さらにその式の右辺の対応する
吊自体も同様の式で与えられ、ざらに同様なことが繰り
返される。つまり例えば式Ｃ１（ｋ＋１　）＝Ｃ＋　　
（ｋ）＋Ｉｌｅ　（ｋ）Ｖ＋　　（ｋ）は Ｃ＋　　（ｋ＋１）＝Ｃ＋　　（ｋ）＋μｅ　（ｋ）Ｖ
＋（ｋ）＝Ｃ＋　　（ｋ−１）＋μｅ　　（ｋ−１）Ｖ
＋（ｋ−１）＋　μｅ（ｋ）Ｖ＋　　　（ｋ）＝Ｃ＋（
ｋ−２）＋μｅ（ｋ−２）Ｖ＋　　（ｋ−２）＋ｕｅ　
（ｋ−１）Ｖ＋　　（ｋ−１）＋μｅ　（ｋ）Ｖ＋　　
（ｋ） 等に展開される。このようにすると、Ｃ１は例えば式 ％式％（（ を用いて、犬カッコ内の吊が当該時点で既知であるなら
入力信号の２サンプル期間毎に１度だけ調整されればよ
いことがわかる。実際にはＶ＋　　（ｋｌ　）　＝Ｖ２
　　（ｋ）　ｒア６カ’３ｆｆｉＶ＋　　（ｋ　−１）
はフィルタ内に残っており、保存する必要がある吊はｅ
ｉ（ｋ−１）のみである。同様にｆｆ１ｅ　（ｋ−２）
及びｅ（ｋ−１）が保存されるなら（モして量Ｖ＋　　
（ｋ−２）＝Ｖ３　　（ｋ）が残るようフィルタが少な
くとも３段からなるならば）前記の関連する式を用いて
Ｃ１は入力信号の３サンプル毎に１度だけ調整されるよ
うにしうる。上記の犬カッコ内のｆｆ１（及びＣ１が２
サンプル期間に１度よりも低頻度に調整される場合には
その対応する量）は、「積の和」の形式である。これは
丁度トランスバーサルフィルタにより行なわれる計算の
形式である。従って例えばフィルタ自体により単に重み
付け係数０１及びＣ２それぞれをｍｅ　（ｋ）及びｅ（
ｋ−１）で置き換え、他の重み付け係数をゼロとするこ
とで前記の犬カッコ内の♀を求めることができる。

例えば重み付（）係数ＣＮについても同様にして、次の
式が得られる。

ＣＮ　（ｋ＋１）＝ＣＨ（ｋ）十μｅ　（ｋ）ＶＮ（ｋ
）　＝ＣＨ（ｋ　−１）　＋ｔｌｅ　（ｋ　−１）　Ｖ
Ｎ（ｋ−１）＋μｅ　（ｋ）ＶＮ（ｋ）＝ＣＨ（ｋ−２
）十μｓ　（ｋ−２）　ＶＮ　（ｋ−２）　＋ｔｌｅ（
ｋ−１＞　　（ｋ−１）ＶＮ　（ｋ−１）＋μｅ（ｋ）
ＶＮ　（ｋ） この場合フィルタが丁度Ｎ段からなるならば、サンプル
期間ｋにおいてＶＮ（ｋ）はフィルタ内にあるが、ｆｆ
１ＶＮ（ｋ−１＞、ＶＮ　（ｋ−・２）等は端から失な
われる。上記の式の１つを用いてＣＮを入力信号のｎサ
ンプル期間毎に１度調整し前記出力信号をそれぞれ各信
号サンプルがフィルタに供給される毎に発生するには、
フィルタはｉｉ′１ｖＮ（ｋ−１）、　−、ＶＮ　（ｋ
−（ｎ−１））が必要でなくなるまで失なわれないよう
Ｎ段に続いて少なくとも（ｎ−１）の段を備える必要が
ある。このようにすると、量（ｅ　（ｋ）　ＶＮ　（ｋ
）　＋ｅ（ｋ−１）ＶＮ　（ｋ−１）＋・＋ｅ　（ｋ　
−（ｎ　−１））ＶＮ　（ｋ−（ｎ−１））） は前述の方法と同様にして、つまり係数ＣＮ。

ＣＮＦｌ　１　”・＊　Ｃをそれぞれｆｎｅ（ｋ）、ｅ
Ｎ＋ｎ−１ （ｋ−１）　、−、ｅ　（ｋ　−（ｎ　−１）　）で置
き換え、残りの係数をゼロとすることでフィルタにより
求められる。しかし場合により別の段が（ｎ−１）段未
満しか設けられていなくても良好な結果が得られること
があり、連続するＮ段の少なくとも一部に対応する係数
の補正値は利用しうる全での情報より少ない情報から導
かれ、１−最古のＪこの情報は実際には用いられない。

各サンプル期間において順次行なわれる計算量を減らす
ために、前記出力信号がそれぞれフィルタに供給される
信号サンプル毎に発生される場合には、ｎ＝へとし、フ
ィルタに供給されるサンプル毎に係数の補正値が１つ導
かれるようにできる。

しかし、場合によってはそしてＮが偶数であるなら例え
ばｎ＝Ｎ／２としフィルタに供給されるサンプル毎にそ
れぞれの係数の２つの補正値が導かれるようにする別の
方法が好ましいこともある。

これによりフィルタの段の総数を減らせる。

また本発明は、フィルタへの入力信号が多重化形式であ
る場合にはいわゆる１゛決定フイードバツク」フィルタ
の重み付け係数を調整するのに用いられる。特に前記出
力信号がそれぞれフィルタに供給される信号サンプル対
句に発生され、前記信号サンプルは１つおきに決定素子
を介して前記出力信号から及び外部信号源からそれぞれ
導かれるようにできる。

また本発明によれば、最小平均自乗アルゴリズムによる
決定フィードバックフィルタ回路配置のＮ段に対応する
重み付け係数を調整する方法であって、前記フィルタ回
路配置は共通の出力を有する第１及び第２のトランスバ
ーサルフィルタからなり、前記共通の出力は決定素子を
介して第２のトランスバーサルフィルタの入力に接続さ
れ、第１のトランスバーサルフィルタの連続するＸ段と
第２のトランスバーサルフィルタの連続するＹ段とが合
わさって前記Ｎ段を構成し、信号サンプルは順次第１の
トランスバー勺ルフィルタに供給され、前記共通の出力
に現われる出力信号と決定素子出力に現われる対応する
信号との差が決定され、前記差と１つの前記トランスバ
ーサルフィルタの段の現内容との積から得られる補正値
はそれぞれ前記重み付け係数の各々に適用され、前記共
通の出力に現われる前記出力信号の各々は、Ｘ個の前記
サンプルと前記重み付け係数により重み付けられている
第２のトランスバーサルフィルタに供給される決定素子
出力から導かれるＹ個の信号とからなるそれぞれのグル
ープから得られるようにしてなる重み付け係数の調整回
路であって、第１のトランスバーサルフィルタは前記連
続するＸ段に続く少なくとも１段の別の段を有し、第２
のトランスバーサルフィルタは前記連続するＹ段に続く
少な（とも１段の別の段を有し、前記別の段に対応する
重み付け係数は前記共通の出力に現われる前記出力信号
の発生毎にゼ［１とされ、Ｎ個の係数の各々は１より大
なるｎについて第１のトランスバーサルフィルタに供給
されるｎサンプル毎に１度だけ調整され、第１のトラン
スバーサルフィルタのＸ段のうちの１段に対応する重み
付け係数の各補正値は、複数の前記差を表わす値がそれ
ぞれの重み付け係数として第１のトランスバーサルフィ
ルタに入力され残りの重み付け係数が全てげ口とされた
後に第１のトランスバーサルフィルタの出力から導かれ
、第２のトランスバーサルフィルタのＹ段のうちの１段
に対応する重み付け係数の各補正値は、複数の前記差を
表わす値がそれぞれの重み付け係数として第２のトラン
スバーサルフィルタに入力され残りの重み付け係数が全
てゼＤにされた後に第２のトランスバーサルフィルタの
出力から導かれることを特徴とする重み付け係数の調整
方法が提供される。

図示のトランスバーリルフィルタ回路配置は、遅延線つ
まり（Ｎ＋ｎ−１）段を有するシフトレジスタ２と、レ
ジスタ２の各段に対応するそれぞれの乗ｎ器からなる乗
ｒＪ器アレイ３と、アレイ３の全ての乗算器の出力を合
わせて加算してその結果を出力５に出力する加ｎ器４と
からなる適宜のトランスバーサルフィルタ１からなる。

アレイ３の各乗算器は、レジスタ２の対応する段の出力
と接続する第１の入力と、多重人力６のそれぞれのビッ
トラインのグループから供給を受ける第２の入力とを有
し、レジスタ２の対応する段の内容に、動作時人力６の
それぞれのビットラインのグループに供給される（ディ
ジタル）吊を乗算ツる。シフトレジスタ２のシリアル人
カフは、シフトレジスタ２の各段の記憶容けと同じく多
ビツト型である。入力６には、２位式マルチプレク号１
０を介して第１の補助レジスタ８と第２の補助レジスタ
９のパラレル出力が代替的に供給される。レジスタ９及
び１０の各々は、アレイ３の各乗算器に対応して多ビツ
ト記憶段を有し、マルチプレクサが該当するレジスタ９
又は１０を入力６に接続すると、各段の内容が対応する
乗算器に供給を行なう入力６のビットラインに供給され
る。従ってレジスタ２０段の内容は、レジスタ８又は９
の対応する段の内容により重み付けがなされ、その結果
が加算器４で白筒される。（クロック駆動）シフトレジ
スタ２の入カフには、入力端子１１から対応してクロッ
ク駆動されるサンプリングアナログディジタル変換器１
２を介して供給がされる。入力端子１１は外部信号源（
図示せず）の出力と接続される。従ってへカフには、端
子１１に供給されたアナログ入力信号をディジタル形式
とした一連のサンプル■が供給される。これらのり゛ン
プルはクロック駆動により順次レジスタ２を通り、出力
５においてディジタル形式の対応する）Ｐ波された信号
サンプルを発生せしめる。

出力５は２位式デマルチプレクサ１３を介して、乗算器
１４の入力か決定素子１５の入力及び減算器１６の第１
の入力の両方かへ代替的に接続される。決定素子１５の
出力は、出力１７及び減算器１６の第２の入力に供給さ
れる。決定素子１５は公知の方法で出力５から入力へ供
給される歪のある可能性を有する信号に基づいてそれら
の信号がかかる歪のない理想的なものであるかの決定を
行ない、その決定結果を出力する。決定結果は出力１７
に供給される。決定は例えば、変換器１２の出力信号が
歪のない場合に有する全ての可能な値を基準として行な
われてもよく、あるいはまた例えば歪んだ形のものが入
力端子１１に周期的に供給される標準的信号の歪を有さ
ない形のものを基準として行なわれてもよい。決定素子
１５の順次の出力信号とフィルタ１の出力５に出される
対応する信号との差ｅが減算器１６により計算され、ク
ロック駆動により順次シリアル人力１９を介してシフト
レジスタ１８内へ送られる。シフトレジスタ１８はｎ段
を有し、そのパラレル出力２０はレジスタ８の右側のｎ
段のパラレル人力２１に接続される。レジスタ８の残り
の左側（Ｎ−１）段は持続的にゼロがロードされる。レ
ジスタ８の右側のｎ段はアレイ３の右側端のｎ個の乗算
器に対応する。

乗算器１４はフィルタ出力５から供給された信号に固定
常数値μを乗算し、乗紳結果を加算器２３の一方の入力
２２へ供給する。加算器２３の他方の入力２４には、レ
ジスタ９の左側のＮ段のうち選択された１段の内容がＮ
位式マルチプレクサ２５を介して供給される。これらの
左側のＮ段は、（全体では（Ｎ＋ｎ−１）個の乗算器を
含む）アレイの左側端のＮ個の乗算器に対応する。レジ
スタ９の残りの段には持続的にゼロがロードされる。加
算器２３の出力は、レジスタ９の左側のＮ段のうち選択
された１段の入力へＮ位式デマルヂブレクサ２６を介し
て供給される。マルチプレクサ２５及びデマルチプレフ
ナ２６により選択される段は常に同一である。前記左側
のＮ段の各々はそれぞれロード信号入力（図示せず）を
有し、所与の時点でデマルチブレクリ２６により選択さ
れる段は、デマルチブレクリ２６を介してデマルチブレ
クリ２６の別のビット人力２７に接続されるロード信号
入力を有する。マルチプレクサ２５及びデマルチブレク
リ２６の制御又は選択信号入力２８及び２９はそれぞれ
、容ｆｍＮを有するカウンタ３１の出力３０から供給を
受ける。カウンタ３１のボロー信号出力３２は、レジス
タ８のパラレルロード入力３４に接続される。従ってレ
ジスタ８には、カウンタ３１がマルチプレクサ２５及び
デマルチプレクサ２６を制御してレジスタ９の第Ｎ段を
選択せしめる状態に変化する（デクリメント）毎にロー
ドがなされる。

構成要素２．１０．１２，１３．１８及び３１には、図
示のクロック／制御信号発生器３５の出力Ａ、Ｂ、Ｃ，
Ｄ及びＥからのクロック／制御信号が供給される。これ
らの信号間の時間的関係は、第２図に丞されている。信
号へはアナログディジタル変換器１２のサンプリング制
御信号入力３６とｄ延線つまりシフトレジスタ２のクロ
ック信号人力３７に供給され、信号への立ち上がりエツ
ジ毎に入力１１に供給された信号のサンプルがとられ、
ディジタル形式に変換され、クロック駆動によりレジス
タ２の第１段へ入れられる。信号Ｂは、マルチプレクサ
１０及びデマルチプレクサ１３の選択信号入力３８及び
３９に供給される。信号Ｂがハイレベルであると、マル
チプレクサ１０はレジスタ９のパラレル出力を人力６に
接続し、デマルチブレクリ１３は出力６を決定装置１５
及び減算器１６に接続する。これらのマルチプレフナ及
びデマルチブレクリは信号Ｂがローになると他の選択を
行なう。

信号Ｃはシフトレジスタ１８のクロック信号入力４０に
供給され、減算器１６の出力は信号Ｃの立ち上がりエツ
ジ毎にレジスタ１８の第１段に０−ドされる。信号りは
、（ザイクリック）カウンタ３１のクロック信号人力４
１に入力され、カウンタ３１の計数値は信号りの立ち上
がりエツジ毎にデクリメントされる。信号Ｅはデマルチ
プレクサ２６のビットライン人力２７に供給され、デマ
ルチプレクサ２６により選択されているレジスタ９の段
に、信号Ｅの立ち上がりエツジ毎に加算器２３の出力が
ロードされる。

動作詩人力１１に供給される信号の一連のディジタルサ
ンプルＶは、信号Ａの制御を受けてシフトレジスタつま
り遅延線２内へクロツタ駆動により入れられる。各サン
プル期間の前半（信号Ｂはハイ）において、フィルタ１
の対応する出力Ｉはレジスタ９の内容をそれぞれの重み
付け係数Ｃとして用いて決定素子１５による処理後出力
１７に出される。また決定木子１５の入力信号Ｖと出力
信号１との差（ｅ）＝　ｌ−Ｖは信号Ｃの制御を受けて
シフトレジスタ１８内ヘクロツク駆動により入れられる
。レジスタ２中最大限初めのＮ段中のサンプルのみが出
力１７の信号に寄与する。これはレジスタ２の残りの段
に対応するレジスタ９の段の内容は常にゼロであるため
である。従って回路配置は、レジスタ２はＮより多くの
段からなるとはいえ、実際にはＮタップフィルタとして
動作する。

各サンプル期間の後半（信号Ｂはロー）において、レジ
スタ８の内容ｅは、フィルタ重み付け係数に用いられる
。（レジスタ２中最大限終わりのｎ段中のサンプルのみ
が、東口器１４に供給される出力信号に寄与する。これ
はレジスタ２の残りの段に対応するレジスタ８の内容が
常にｕｐであるためである）。乗偽器１４の出力は、信
号Ｅの制御のもとで、カウンタ３１の制御に応じマルチ
プレクサ２５及びデマルチプレクサ２６により選択され
ているレジスタ９の殿中の重み付け係数を補正するのに
用いられる。カウンタ３１は信号りにより各サンプル期
間に１度クロック駆動されるから、レジスタ９内に記憶
されるＮ個の係数は信号サンプル期間毎に１つずつ巡回
的に補正されていき、レジスタ８の内容はＮ番目の係数
のそれぞれの補正に先行してレジスタ１８の現内容に設
定される。種々の信号のタイミングの関係から、レジス
タ９内のＮ個の係数の各々は前記の式に定められるよう
にしてＮサンプル期間に一度補正されることがわかる。

ｎ＝間ならば最大数の信号サンプル及びエラーが各係数
の補正のために用いられるが、前述の如く場合によって
はこの数より少なくても、少なくともある係数の補正に
ついては良好な結果が得られる。つまり、場合によって
はｎがＮ未満であっても良好な結果が得られる。

例として、第３図はＮ＝ｎ−３に対する４つの連続する
タンブル期間に、に＋１．に＋２及びに＋３における、
シフトレジスタ２の段の内容Ｖ。

その下に該当するサンプル期間の前半及び後半において
用いられる対応する重み付け係数を示す。

Ｖ＋　　（ｋ）はサンプル期間にでのレジスタの第１段
の内容であり、ｅ　（ｋ）　＝　Ｉ　（ｋ）　−Ｖ　（
ｋ）はそのサンプル期間の前半における減算器１６の対
応する出力である。サンプル期間にの少半では東口器１
４の出力はｕ　（ｅ　（ｋ）　Ｖ＋　　（ｋ−２）＋ｅ
　（ｋ−１）Ｖ＋　　（ｋ−３＞＋ｅ　（ｋ−２）Ｖ＋
（ｋ−４＞）。

つまりレジスタの第３段で重み付け係数Ｃ３に必要な補
正値である。同様にサンプル期間に＋１゜ｋ＋２及びに
＋３の後半においては乗算器１４の出力は、レジスタ２
の第２段（Ｃｚ）、第１段（Ｃ１）及び第３段（Ｃ３）
の重み付け係数で必要な補正値である。

参照番号１．８．９及び１０の素子の組み合わせに対応
するアーキテクチュアを有する集積回路が、Ｉｒ＋ｌ１
ｌｏｓより型番Ａ１００により重版されており、かかる
集積回路はこれらの構成要素を実現するのに用いられる
。その場合クロック／制御信号発生器３５．マルチプレ
クサ２５．デマルチプレクサ２６及びカウンタ３１の回
路配置は、前記集積回路ではレジスタ８及び９の種々の
段は回路に適切なアドレス信号を印加することでアクセ
スされねばならないということに鑑みて若干変形する必
要がある。

上記においては、入力１１に供給される信号の各サンプ
ル期間毎にレジスタ９のＮ個の係数のうちの１個が調整
される。実際には所望の場合、各サンプル期間毎に複数
の係数を調整して、レジスタ２のＮを超過する段数を減
らしつつ各係数の調整に最大限の情報を利用し続けられ
るようにできる。ただしこの場合各サンプル期間中によ
り多くの演ｎを行なう必要がある。第４図は、各サンプ
ル期間の後半においてＮ個の係数中の２個を調整する方
法を示す、第３図と同様の図である。この例ではレジス
タ２は５段からなるが、Ｎ＝４であり各係数ｎ＝２サン
プルＩＩ間毎に１酊調整される。

サンプル期間に中においてエラー信号ｅ　（ｋ＞はフィ
ルタ出力から得られた後で、エラー信＠ｅ（ｋ）はレジ
スタ２の第４段の重み付け係数として用いられ、ｅ（ｋ
−１）は第５段の重み付け係数として用いられる。従っ
て乗算器１４の出力はｕ　（ｅ　（ｋ）　Ｖ＋　　（ｋ
−３）　＋ｅ　（ｋ　−１）　Ｖ＋（ｋ−４＞）、つま
りレジスタ２の第４段の重み付け係数Ｃ４に必要な補正
値である。またやはりサンプル期間ｋにおいてエラー信
号ｅ　（ｋ）及びｅ（ｋ−１）がそれぞれレジスタ２の
第３段及び第４段の重み付け係数として用いられ、レジ
スタ２の第３段の重み付け係数Ｃ３に必要な補正値が得
られる。次のサンプル期間において、エラー信＠ｅ　（
ｋ＋１　）がフィルタ出力から得られた後で、エラー信
号ｅ（ｋ）及びｅ（ｋ−１）は再びそれぞれレジスタ２
の第３段及び第４段の重み付け係数として用いられ、レ
ジスタ２の第２段の重み付け係数に必要な補正値が得ら
れる。ついでやはりサンプル期間（ｋ＋１）中において
エラー信号ｅ（ｋ）及びｅ（ｋ−１＞はレジスタ２の第
２段及び第３段の重み付け係数として用いられてレジス
タ２の第１段の重み付け係数Ｃ＋に必要な補正値が得ら
れる。次のサンプル期間ではＣ４及びＣ３が再び補正さ
れ、というようにさらに同様にして続く。第１図の回路
配置及びそこでの種々のタイミングの相互関係は、第４
図の動作を行なうには僅かに変形する必要があるが、そ
の変形は当業者には容易である。

フィルタの整列時間を最小限にするためには重み付け係
数Ｃの調整は前述の如くそのために必要な補正値が計算
されたなら即座に行なわれるのが好ましい。しかし場合
によってはｍを１より大として複数の係数をｍサンプル
期間毎に調整しても良好な結果が得られる。例えば第１
図の実施例は、レジスタ９内のＮ個の係数全てが、レジ
スタ１８の内容のレジスタ８への書き込み毎にグループ
として調整されるよう変形することができる。

本発明を単純な線形フィルタに関連して説明してきたが
、本発明は例えば決定フィードバック型のフィルタに適
用することも可能である。このために、第１図のフィル
タ１及び参照番号８−１０゜１３．１４．２３．２５．
２７及び３１とそれらの相互接続の複製を作って二重に
する。フィルタ１の複製がフィルタ回路配置のフィード
バック要素をなす。特にフィルタ１の複製の入カフは出
力１７から符号逆転器を介して供給を受ｔプ、第１図の
出力５とデマルヂブレク＋Ｊ１３との間に別の加算器（
図示せず）の入力から出力への信号路を設けてもよい。

第１図中で決定回路１５及び減鋒器１６に接続される出
力に対応するデマルチプレクサ１３の複製における出力
は、前記別の加算器の他方の入力に接続され、レジスタ
１８の出力はレジスタ８の複製のパラレル入力にも接続
される。

かかる場合カウンタ３１とその複製は同調して動作する
よう構成されるので常に互いに等しい。所望ならばこれ
らのカウンタは単一の共通なカウンタにより置き換えら
れる。符号逆転器が設けられているため各入力信号サン
プル期間の前半において、出力１７における適宜重み付
けられたＮ個の以前の信号■が前記別の加算器において
レジスタ２内に現在ある適宜重み付けられたＮ個の最新
の入力信号サンプルから減算され、その結果がマルチプ
レクサ１３を介して決定素子１５及び減算器１６へ供給
される。各信号サンプル期間の後半においてレジスタ９
の係数は前記と全く同様に調整される。さらにレジスタ
９の複製において係数９は同じ方法で調整され、同じエ
ラー値ｅがアレイ３とその複製の係数として用いられる
。説明のため第５図に順次、第３図に示された第１のサ
ンプル期間に対応する所与のサンプル期間における、レ
ジスタ２及びその複製（並置）のそれぞれの内容Ｖ及び
Ｖ′と、サンプル期間の前半に７レイ３及びその複製で
用いられるそれぞれの重み付け係数Ｃ及びＣ′と、サン
プル期間の後半にアレイ３及びその複製で用いられるそ
れぞれの重み付け係数ｅとを示す。ただしＶ＋　’　　
（ｋ）＝−１（ｋ−１）である。この例では値３がフィ
ルタ１及びその複製の両方におけるＮ及びｎとして選定
されたが、他の値を用いてもよく、またＮはｎと異なっ
ていてもよい。実際フィルタ１に対し選択されるＮの値
（例えばＸ）は、フィルタ１の複製に対し選択されるＮ
の値（例えばＹ）と異ならせて、Ｘ＋Ｙをともに調整さ
れる係数の個数Ｎとすることができる。

各入力信号サンプル期間毎にフィルタ１とその複製の両
方で第４図を参照して説明した方法で２つの係数を交互
に調整してもよい。またフィルタ１の複製の出力１７と
入力との間に符号逆転器を設ける代わりに、係数Ｃ′の
符号自体を逆転させてもよい。

所望ならば前述の決定フィードバックフィルタ回路を単
一のトランスバーリルフィル）１のみが用いられるよう
変形できるが、長さが２倍となり、レジスタ８及び９．
の長さを長くしなければならず、また各入力信号サンプ
ル期間中より多くの動作を順次行なわなければならない
。このためには、第１図の出力１７を符号逆転器及びマ
ルチプレクサの一方の入力及び出力を介してフィルタ１
の複製に接続する代わりに、符号逆転器及びマルチプレ
クサの一方の入力及び出力を介してフィルタ１の入カフ
に接続し、アナログディジタル変換器の出力をこのマル
チプレクサの他方の入力に接続するようにすればよい。

かかる場合このマルチプレクサは、入力信号の各サンプ
ル期間の第１部分で変換器１２の出りを入カフに接続し
、各１１１（！１１の第２部分で出力１７を入カフに接
続するよう制御され、シフトレジスタ２は２倍の速度で
クロック駆動され、その出力信号■は交互にクロック駆
動によりレジスタ内に入れられ、特定の時点で第６図の
第１行に示す如くレジスタ２の内容を発生する。ただし
Ｖ’　　（ｋ）＝−１（ｋ−１）である。この内容が存
在する間は、第３図の第２行及び第３行に示された２組
の重み付け係数は順次使用され、デマルチプレクサ１３
は出力５を素子１５及び１６と乗算器１４とにそれぞれ
接続する。従ってこの第１のこれらの期間中は！（ｋ）
が出力１７で発生し、ｅ　（ｋ）が減算器１６により発
生される。

第２図のこれらの期間中は乗算器１４が係数０３′の補
正値を発生する。レジスタ２はクロック駆動される（第
６図の第４行）一方で重み付け係数は同一に維持され（
第５行）、デマルチプレクサ１３は出力５を乗算器１４
に接続する状態に維持される。こうして乗算器１４はＣ
３の補正値を発生する。レジスタ２は再びクロック駆動
され（第６図の第６行）、第６図の第７行及び第８行に
示される２組の重み付け係数は、デマルチプレクサ１３
が出力５を素子１５及び１６と乗算器１４のそれぞれに
接続している一方で、順次使用される。つまり第１のこ
れらの期間中はＩ（ｋ＋１）が出力１７で発生し、ｅ（
ｋ＋１＞が減算器１６により発生される。第２のこれら
の期間中は乗算器１４はＣ２’の補正値を発生する。同
様な動作が以後もなされてＣ２の補正値、Ｉ　（ｋ＋２
）及びｅ　（ｋ＋２）、Ｃ＋　’及びＣ１の補正値、及
びＩ　（ｋ＋３）及びｅ　（ｋ＋３）が発生され、その
後新たなエラーがレジスタ８にロードされて第６図の第
３行以降からサイクルが繰り返される。

フィルタに供給される信号サンプル毎にＮ＝６個の係数
のうちの１個が調整されるため、各々はｎ＝６サンプル
に１度調整され、各補正値はｎ／２＝３個のエラー信号
から導かれ、また初めのＮ段に続いてｎ−２＝４段の別
の段がフィルタに設けられる。

第６図を参照して記載された一連の動作を行なうには第
１図の回路配置、特に制御パルス発生器３５を変更する
必要があるが、これは当業者には容易であろう。出力１
７′と第１図の入カフに供給を行なうマルチプレクサと
の間に符号逆転器を設ける代わりに、係数Ｃ′の符号自
体を逆転してもよい。

ここで開示した内容を読めば、当業者にとって伯の変形
は自明である。このような変形はそれ自体としてはフィ
ルタ回路配置及びその構成要素の設計、製造及び使用に
おいて公知である他の特徴及びここで述べた特徴の代わ
りに又はこれに付け加えて使用される他の特徴を含む。

本出願の特許請求の範囲においては、種々の特徴の特別
な組み合わせが明確に述べられているが、本出願によっ
て開示した範囲にはまた、いずれかの請求項において特
許を請求したものと同様の発明に関連するか否かに拘ら
ず、又、それが本発明と同様に技術的な問題の幾分か又
は全てを解決するか否かに拘らず、ここで明確に、又は
言外に開示された新規な特徴又は新規な組み合わせ又は
その−膜化又は変形が含まれることを叩解すべきである
。本出願人はここで、このような特徴及び／又はこれら
の特徴の組み合わせに基づき、本出願又は本出願に由来
する出願の手続の進行中に新たな特許請求の範囲を明ら
かにする可能性のあることを注記する。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１実施例のブロック図、第２図は第１図の実
施例における制御信号間のタイミングの関係を示す図、
第３図は第１図の実施例における情報信号を示す図、第
４図は第１図の実施例の変形例における情報信号を示す
図、第５図は第１図の実施例の別の変形例における情報
信号を示す図、第６図は第１図の実施例のさらに別の変
形例の情報信号を示す図である。 １・・・トランスバーサルフィルタ、２．１８・・・シ
フトレジスタ、３・・・乗算器アレイ、４．２３・・・
加剪器、５．１７．３０・・・出力、６．２２．２４・
・・入力、７．１９・・・シリアル入力、８．９・・・
補助レジスタ、１０．２５・・・マルチプレクサ、１１
・・・入力端子、１２・・・アナログディジタル変換器
、１３゜２６・・・デマルチプレクサ、１４・・・乗算
器、１５・・・決定素子、１６・・・減算器、２０・・
・パラレル出力、２１・・・パラレル入力、２７・・・
ビット入力、２８゜２９・・・制御又は選択信号入力、
３１・・・カウンタ、３２・・・ボロー信号出力、３４
・・・パラレルロード入力、３５・・・クロック／制御
信号発生器、３６・・・サンプリング制御信号入力、３
７．４０．４１・・・クロック信号入力、３８．３９・
・・選択信号入力。 Ｆｉｇ、３

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. （１）最小平均自乗アルゴリズムによるトランスバーサ
   ルフィルタの連続するＮ段に対応する重み付け係数の調
   整方法であって、信号サンプルはフィルタに順次供給さ
   れ、フィルタの出力信号と基準との差が決定され、前記
   出力信号は各々該重み付け係数により重み付けられてい
   るＮ個の該サンプルのそれぞれのグループから得られ、
   該差とフィルタの段の現内容との積から得られる補正値
   はそれぞれ該重み付け係数の各々に適用され、フィルタ
   は連続するＮ段に続く少なくとも１段の別の段を有し、
   該別の段に対応する重み付け係数は該出力信号の各々発
   生毎にゼロに設定され、Ｎ個の係数の各々は、ｎを１よ
   り大としてフィルタに供給されるｎ個のサンプル毎に１
   度だけ調整され、各補正値は、複数の該差を表わす値が
   それぞれの重み付け係数としてフィルタに入力され残り
   の重み付け係数が全てゼロに設定された後にフィルタの
   出力から導き出されることを特徴とする重み付け係数の
   調整方法。
2. （２）該出力信号はそれぞれフィルタに供給される各信
   号サンプル毎に発生され、フィルタは連続するＮ段に続
   く該別の段を少なくとも（ｎ−１）段有し、該複数の該
   差はｎ個あることを特徴とする請求項１記載の重み付け
   係数の調整方法。
3. （３）該出力信号はそれぞれフィルタに供給される各信
   号サンプル毎に発生され、ｎ＝Ｎであり、フィルタに供
   給される各サンプル毎に、係数の補正値が１つ導き出さ
   れることを特徴とする請求項１又は２記載の重み付け係
   数の調整方法。
4. （４）該出力信号はそれぞれフィルタに供給される各信
   号サンプル毎に発生され、Ｎは偶数でｎ＝Ｎ／２であり
   、フィルタに供給される各サンプル毎にそれぞれの係数
   の２つの補正値が導き出されることを特徴とする請求項
   １又は２記載の重み付け係数の調整方法。
5. （５）該出力信号はそれぞれフィルタに供給される各信
   号サンプル対毎に発生され、該信号サンプルは交互に決
   定素子を介して該出力信号からと外部信号源とからそれ
   ぞれ導き出されることを特徴とする請求項１記載の重み
   付け係数の調整方法。
6. （６）フィルタに供給される各サンプル毎に係数の補正
   値が１つ導き出されることを特徴とする請求項５記載の
   重み付け係数の調整方法。
7. （７）該複数の該差はｎ／２個あり、フィルタは連続す
   るＮ段に続く該別の段を少なくとも（ｎ−２）段有する
   ことを特徴とする請求項５又は６に記載の重み付け係数
   の調整方法。
8. （８）最小平均自乗アルゴリズムによる決定フィードバ
   ックフィルタ回路配置のＮ段に対応する重み付け係数を
   調整する方法であって、該フィルタ回路配置は共通の出
   力を有する第１及び第２のトランスバーサルフィルタか
   らなり、該共通の出力は決定素子を介して第２のトラン
   スバーサルフィルタの入力に接続され、第１のトランス
   バーサルフィルタの連続するＸ段と第２のトランスバー
   サルフィルタの連続するＹ段とが合わさって該Ｎ段を構
   成し、信号サンプルは順次第１のトランスバーサルフィ
   ルタに供給され、該共通の出力に現われる出力信号と決
   定素子出力に現われる対応する信号との差が決定され、
   該差と１つの該トランスバーサルフィルタの段の現内容
   との積から得られる補正値はそれぞれ該重み付け係数の
   各々に適用され、該共通の出力に現われる該出力信号の
   各々は、Ｘ個の該サンプルと該重み付け係数により重み
   付けられている第２のトランスバーサルフィルタに供給
   される決定素子出力から導かれるＹ個の信号とからなる
   それぞれのグループから得られるようにしてなる重み付
   け係数の調整回路であって、第１のトランスバーサルフ
   ィルタは該連続するＸ段に続く少なくとも１段の別の段
   を有し、第２のトランスバーサルフィルタは該連続する
   Ｙ段に続く少なくとも１段の別の段を有し、該別の段に
   対応する重み付け係数は該共通の出力に現われる該出力
   信号の発生毎にゼロとされ、Ｎ個の係数の各々は１より
   大なるｎについて第１のトランスバーサルフィルタに供
   給されるｎサンプル毎に１度だけ調整され、第１のトラ
   ンスバーサルフィルタのＸ段のうちの１段に対応する重
   み付け係数の各補正値は、複数の該差を表わす値がそれ
   ぞれの重み付け係数として第１のトランスバーサルフィ
   ルタに入力され残りの重み付け係数が全てゼロとされた
   後に第１のトランスバーサルフィルタの出力から導かれ
   、第２のトランスバーサルフィルタのＹ段のうちの１段
   に対応する重み付け係数の各補正値は、複数の該差を表
   わす値がそれぞれの重み付け係数として第２のトランス
   バーサルフィルタに入力され残りの重み付け係数が全て
   ゼロとされた後に第２のトランスバーサルフィルタの出
   力から導かれることを特徴とする重み付け係数の調整方
   法。
9. （９）該共通の出力に現われる該出力信号はそれぞれ第
   １のトランスバーサルフィルタに供給される各信号サン
   プル毎に発生され、該第１及び第２のトランスバーサル
   フィルタの各々は該別の段を少なくとも（ｎ−１）段有
   し、該複数の該差はｎ個あることを特徴とする請求項８
   記載の重み付け係数の調整方法。
10. （１０）該共通の出力に現われる該出力信号はそれぞれ
    第１のトランスバーサルフィルタに供給される各信号サ
    ンプル毎に発生され、ｎ＝Ｎ／２かつＸ＝Ｙであり、第
    １のトランスバーサルフィルタに供給される各サンプル
    毎にそれぞれのトランスバーサルフィルタにおいて１つ
    の係数の補正値が導き出されることを特徴とする請求項
    ８又は９に記載の重み付け係数の調整方法。
11. （１１）該共通の出力に現われる該出力信号はそれぞれ
    第１のトランスバーサルフィルタに供給される各信号サ
    ンプル毎に発生され、ｎ＝Ｎ／４かつＸ＝Ｙであり、第
    １のトランスバーサルフィルタに供給される各サンプル
    毎にそれぞれのトランスバーサルフィルタにおいて２つ
    の係数の補正値が導き出されることを特徴とする請求項
    ８乃至１０のうちいずれか一項記載の重み付け係数の調
    整方法。
12. （１２）連続するＮ段を少なくとも有するトランスバー
    サルフィルタと、フィルタに信号サンプルを順次供給す
    る手段と、連続するＮ段に対応する重み付け係数により
    重み付けられているＮ個の該サンプルのそれぞれのグル
    ープから得られる該フィルタの出力信号と基準との差を
    決定する手段と、該差とフィルタの段の現内容との積か
    ら導き出されるそれぞれの補正値を係数に適用すること
    で最小平均自乗アルゴリズムにより該重み付け係数の各
    々を調整する重み付け係数調整手段とからなるトランス
    バーサルフィルタ回路配置であって、フィルタは連続す
    るＮ段に続く少なくとも１段の別の段を有し、該重み付
    け係数の各々の発生毎に該別の段に対応する重み付け係
    数をゼロに設定する手段が設けられてなり、該重み付け
    係数調整手段は、ｎを１より大としてフィルタに供給さ
    れるｎ個のサンプル毎に１度だけＮ個の係数の各々を調
    整し、複数の該差を表わす値がそれぞれの重み付け係数
    としてフィルタに入力され残りの重み付け係数が全てゼ
    ロに設定された後に各補正値をフィルタの出力から導き
    出すよう構成されてなることを特徴とするトランスバー
    サルフィルタ回路配置。
13. （１３）共通の出力を有する第１及び第２のトランスバ
    ーサルフィルタと、該共通の出力と第２のトランスバー
    サルフィルタの入力との間を接続する決定素子と、第１
    のトランスバーサルフィルタに順次信号サンプルを供給
    する手段と、該共通の出力に現われる信号と決定素子出
    力に現われる対応する信号との差を決定する手段と、第
    １のトランスバーサルフィルタの連続するＸ段及び第２
    のトランスバーサルフィルタの連続するＹ段に対応する
    重み付け係数を、該差と１つの該トランスバーサルフィ
    ルタの段の現内容との積から導かれる補正値をそれぞれ
    該重み付け係数の各々に適用することで調整する手段と
    からなり、該共通の出力に現われる該出力信号の各々は
    、Ｘ個の該サンプルと該重み付け係数により重み付けら
    れている第２のトランスバーサルフィルタに供給される
    決定素子出力から導かれるＹ個の信号とからなるそれぞ
    れのグループから得られるようにしてなる決定フィード
    バックフィルタ回路配置であって、第１のトランスバー
    サルフィルタは該連続するＸ段に続く少なくとも１段の
    別の段を有し、第２のトランスバーサルフィルタは該連
    続するＹ段に続く少なくとも１段の別の段を有し、該共
    通の出力に現われる該出力信号の各々の発生毎に該別の
    段に対応する重み付け係数をゼロに設定する手段が設け
    られてなり、該重み付け係数調整手段は、ｎを１より大
    として第１のトランスバーサルフィルタに供給されるｎ
    個のサンプル毎に１度だけ（Ｘ＋Ｙ）個の係数を調整し
    、第１のトランスバーサルフィルタのＸ段のうちの１段
    に対応する重み付け係数の各補正値を複数の該差を表わ
    す値がそれぞれの重み付け係数として第１のトランスバ
    ーサルフィルタに入力され残りの重み付け係数が全てゼ
    ロに設定された後に第１のトランスバーサルフィルタの
    出力から導き出し、第２のトランスバーサルフィルタの
    Ｙ段のうちの１段に対応する重み付け係数の各補正値を
    複数の該差を表わす値がそれぞれの重み付け係数として
    第２のトランスバーサルフィルタに入力され残りの重み
    付け係数が全てゼロに設定された後に第２のトランスバ
    ーサルフィルタの出力から導き出すよう構成されてなる
    ことを特徴とする決定フィードバックフィルタ回路配置
    。