JPH01208942A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ｗ挙上の利用分野 本発明は、ディジタル変調方式を用いた無線通信システ
ム等で用いられろ受信装置に関する。

従来の技術 従来、この十Φの受信装置は、検波器として同期検波回
路、クロック再生回路、電圧ｉ′ｌｉｌ制御発娠制御発
上器ＶＣＯ：　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
　０ｓｃｉｌｌａｔｏｒと言う）、乗算器、低域ろ波器
（μ下、ＬＰＦ　：　Ｌｏｗ１’ａｓｓ　Ｆｉｌ　ｔｃ
、ｒと言う）を備えており、Ｖ　ＣＯ信号を同期検波回
路に注入することにより、同期検波回路、ＶＣＯ１乗算
器、Ｌ　Ｐ　ｌ”でいわゆるコスタスループを構成して
、搬送波を再生し、同期検波が達成されろ。第２図は従
来の受信装置の構成を示している。第２図においてＡは
直交同期検波回路、１は受信入力端子であり、ミキサ２
に接続されている。ミキサ２は中間周波フィルタ３（Ｉ
Ｆ１３１’　１”　）に接続され、３の出力信号はＡの
内部で２分岐され、一方は第１の乗算器４に接続され、
他方は第２の乗算器６に接続されている。夫々の乗算器
はそれぞれ、第１のＬＰＦ５、第２のＬＰＦ７に接続さ
れている。夫々のＬＰＦの出力は復調信号の同相成分、
直交成分として同期検波回路Ａから出力される。これら
の出力は夫々、第３の乗算器８及びクロック再生回路９
に接続され、８及び９の出力は位相比較器（ＰＤ）１０
に接続されている。ＦＤＩＱの出力は第３のＬＰＦｌｌ
に接続され、このＬＰＦｌｌはＶＣＯ１２の周波数制御
端子に接続されている。ＶＣＯ１２の出力は同期検波回
路Ａ内の第１の乗算器４及びπｈ移相器１３に接続され
、％移相器１３は第２の乗算器６に接続されている。一
方１４は局部信号用発振器（局発）でありミキサ２に接
続されている。

次に上記従来例の動作について説明する。

第２図において、ミキサ２では１からの受信信号を局発
１４からの局発信号で周波数変換して。

中間周波信号を得る。この中間周波信号はＩＦＢＰＦ３
で帯域制限されるとともに不要な雑音を除去され、同期
、検波回路ＡＫ大入力れる。したがって、局発１４によ
って受信端子１の信号の内から受信信号が決定されるこ
とになる。一方、Ａでは受信中間周波信号は２分され、
一方は、第１の乗算器４でＶＣＯ１２からの信号と、ま
た他方は、第２の乗算器６でＶＣＯ１２の信号を“／２
移相器１３で９０度移相した信号と乗算される。各々の
乗算器出力は、ＬＰＦ５及びＬＰＦ７により高周波成分
を除去された後、同相復調出力、直交復調出力としてＡ
から出力される。これらの復調出力は夫々第３の乗算器
８で乗算されるとともにクロック再生回路９に入力され
、再生クロックを得る。ここで、局発周波数をＦＬ、中
間周波数をＰＩＦとすると、受信周波数ＦＲとの間には ＦＩＦ　＝　ｌ　ＦＲ−ＦＬ　１ なる関係が成立する。

一方受信中間周波信号をｃｏｓ　（ωｅｔ＋φ）、ＶＣ
Ｏ１２の出力信号をｃｏｓ　（ωを十〇）とする０ここ
でωＣ１ω：角周波数、φ：変調信号、θ：位相差であ
る。この時第１の乗算器４の出力信号ａ＆ま ａ　＝　ｃｏｓ　（ωｃｔ＋φ）　Ｘ　ＣＯ８（ωｔ＋
θ）＝−Ｌｃｏｓ（ωｃｔ→ｔ＋φ−θ）＋１ｃｏｓ（
ωｃ１＋ωｔ＋φ十〇） 従って第１のＬＰＦ５の出力信号すは ｂ＝＝−Ｌｃｏｓ（ωｃ１−ωｔ＋φ−θ）となり同相
成分となる。

一方、第２の乗算器の出力信号ＣはＶＣＯ１２の出力が
π４移相しているから ｃ　＝　ｃｏｓ　（ωｃｔ＋φ）Ｘｓｉｎ（ωｔ＋θ）
＝＝−Ｌｓｉｎ　（ωｃｔ−１−ωｔ＋φ十θ）　−−
Ｌｓｉｎ（ωｃｔ−ωｔ＋φ−θ） 従って第２のＬＰＦ７の出力信号ｄは ａ　＝　−−Ｌｓｉｎ　（（ｃ）ｃｔ−ωｔ＋φ−θ）
となり直交成分となる。

従ってこの直交成分ｄと前記同相成分すを乗算した第３
の乗算器８の出力信号ｅは ｅ＝ｂＸｄ ＝　−−！−５ｉｎ　（２（ω０−ω）ｔ＋２（φ−θ
））となる。一方クロック再生回路の出力ｆはｆ　＝　
ＣＯ８２φ である。クロック再生回路ｆの位相と前記ｅの位相がＰ
Ｄ　ＩＱで比較され、位相誤差電圧を生ずる。

この位相誤差電圧は第３のＬＰＦＩＩで雑音を除去され
た後ＶＣＯ１２の制御端子に加えられ、ＰＬＬ（Ｐｈａ
ｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）回路を構成しＶＣＯ１
２から搬送波を再生する。

以上述べたように、上記従来の受信装置でもＰ　Ｌ　Ｌ
　（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ　）　　回路
を応用することにより同期検波に必要な搬送波を再生す
ることは可能である。

発明が解決しようとする課題 しかしながら上記従来の受信装置では、局発１４で受信
チャネルの設定を行なっているため、局発の周波数偏差
が大きいと、受信中間周波数が公称周波数からずれて、
ＩＦ　ＢＰＦでの歪がふえ、性能が劣化するという問題
があった。

例えば、移動受信装置を考え、基地局からの送信周波数
ＰＲは正確だとして、ＰＬ＝９００ＭＨｚ、Ｆｒｐ＝４
５ＭＨｚの受信機において、ＰＬの偏差が１０ｐｐｍと
すると、 ＦＬ＝ＦＬ±ΔＦＬ、ΔＦ　ｔ、　＝　９　ＫＨｚＰＩ
Ｆ±△Ｐｏｐ　＝　ｌＦＲ〜Ｉ−”　Ｌ十△ｌ’Ｌｌ＝
　４５　Ｍ　Ｈｚ±９ＫＨｚ より、中間周波信号では中心周波数４５Ｍ１−１ｚから
９Ｋｌ（ｚの偏りｈ″−生ずる。　本発明はこのような
従来の問題を解決するものであり、受信周波数偏差の少
ない高性能の受信装置を提供することを目的とするもの
である。

課題を解決するための手段 本発明は上記目的を達成するために、局発信号源として
の■ＣＯ１受信公称中間周波数と略等しい周波数を有す
る基準発掘器、直交同期検波回路の同相成分と直交成分
との乗算器、タイミングクロック再生回路、位相比較器
、Ｌ　Ｐ　Ｆを設け、ＶＣＯ、乗算器、ＰＤ、ＬＰＦ、
タイミン訛ツク再生回路でＰ　Ｌ　ＬＭ路を構成するよ
うにしたものである。

作　　　　用 本発明は上記のような構成により次のような作用を有す
る。すなわち受信波を受信するとミキサにおいてＶＣＯ
の出力信号と周波数混合され、受信中間周波信号を生ず
る。この受信中間周波信号は、公称中間周波数に略等し
い発揚周波数を有する基準信号を再生搬送波として同期
検波される。

そして、再生クロックの位相と、直交同期検波出力信号
である同相成分と直交成分の乗算結果の位相が比較され
、その位相誤差情報が前記ＶＣＯに帰還されてＰＬＬ回
路を構成し、前記基準発振器信号が再生搬送波と等しく
なるようにＶＣＯを制御し、同期検波が確立される。

従って、受信中間周波搬送波は、基準発揚器出力信号に
一致する。

一方、ＶＣＯの発揚周波数をＰＬとすると、前例と同様 ＰＩＦ　＝　ＩＰＲ〜■パＬ１ ここで、公称周波数を、ＰＩＦ＝４５Ｍ）（ｚ　、　Ｉ
！”Ｌ二９ＱＱＭｌ（ｚとし、基準発掘器の周波数Ｆｘ
、その偏差をｌＱｐｐｍとし、ＦＲは基地局からの電波
で正確であるとすると、 Ｆｘ＝４５ＭＨｚ±４５０Ｈｚ　（＝Ｐ　ＩＦ　）−１
ｐ　Ｒ，ｐ　Ｌ±八へＬ１ より、ΔＢ”Ｌ　−”　４５０　Ｈｚ となる。即ち、周波数安定度１０ｐｐｍの基準発掘器を
用いて、等測的に△Ｐｔ、　／　Ｂ’Ｌ＝０．５　ｐｐ
ｍの受信周波数安定度が得られる。

実施例 第１図は本発明の一実施例を示す構成である。

第１図において、Ａ、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、１〜１
２及び１３は従来の例とその構成、動作が同じため、こ
こでは構成、動作についての説明を省略する。

また２１は局部発撮器としてのＶＣＯでありミキサ２に
接続されており、その制御端子は第３のＬＰＦｌｌに接
続されている。２２は受信公称中間周波数に略等しい発
揚周波数を有する基準発振器である。

次に上記実施例の動作について説明する。

受信周波数をＦＲ，ＶＣＯ２１の周波数を１・シ、中間
周波数をＩ”　ｌ　Ｆとすると、 Ｐｏｐ　　＝　　Ｉ　ＦＲ〜Ｉ”Ｌ　　１また、受信中
間周波信号をＣ０８（（θ１＋φ）、基準発掘器２２の
出力信号をｃｏｓ　（（ＩＪｃｔ＋θ）とする。

ここでω、ωＣ：角周波数、φ：変調信号、θ：位相で
ある。この時従来例と同様に ｃｍ−百ｓ＋ｎ（２（ω−ωｃ）ｔ＋２（φ−θ））ｆ
　＝　ＣＯ３２φ となる。再生クロックｆの位相と前記ｅの位相がＰＩ）
ＩＱで比較され、位相誤差電圧を生ずる。この位相誤差
情報は第３のＬ　ＰＦ　ｌ　ｌで雑音を除去された後Ｖ
ＣＯ２１の制御端子に加えられ、ＰＬＬ回路を構成して
、ω−ω。、θ＝０となるようにｖＣＯ２１を制御し、
基準発揚器２２の信号は搬送波と等価となる。

一方ＦＲは基地局からの送信波であり、その周波数は正
確であるとして、）’Ｌ、ＰＩＦの公称周波数を各ｈ　
ＰＬ＝９ＱＱｉ’ｖｉｌｌｚ　（７）　Ｆ＋ｐ＝４５Ｍ
Ｈｚ＝　ｌ　ＰＲ−ＦＬ　１とする。また基準発掘器２
２０周波数備差を１０ｐｐｍとすると、ＦＸ”’４５Ｍ
Ｈｚ±４５０１１ｚとなる。

一方、ＰＩＦ−１１’Ｒ−Ｆｔ、十△ＦＬ１であり、Ｆ
Ｘ−１”’ＩＦなるようにＰ　Ｌ　Ｌ回路でＶＣＯが制
御されるかもへｌ！”Ｌ　＝　４５０１−１ｚ 即ち、周波数偏差１０ｒ）ｒ）ｍの基準発掘器を用いて
、△ＰＬ　／　ｌｉ”Ｌ＝　４５０１１Ｚ　／　９００
　ＭＨｚ　＝　Ｑ、５　ｐｐｍ　と等価の受信周波数偏
差を得ることが出来る。

発明の効果 本発明は上記実施例より明らかなように受信公称中間周
波数に略等しい発振周波数を有する基準発振器信号を同
期検波用搬送波として用い、直交同期検波の同相復調信
号、直交復調信号から、受信中間信号と、基準発振器信
号の位相誤差電圧を得、この誤差電圧を局発のｖＣＯに
帰還してＰＬＬ回路を構成するようにして、基準発振器
が再生搬送波と等価ならしめたものであり、μ下に示す
効果を有する。

（１）　　等測的に基準発振器の安定度より更に高安定
な局部発掘周波数を得ることが出来、受信性能向上を図
ることが出来る。

（２）基準発振器が小型、安価、低消費電力で実現でき
るため１機器の小型、経済化、低消費電力化に大きく貢
献する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の受信装置の一実施例の構成図、第２図
は従来の受信装置の構成を示す図である。 Ａ・・・直交同期検波回路、１・・・入力端子、２．ベ
キサ、３・・・ＩＦ　　ＢＰＦ、４・・・第１の乗算器
、５・・・第１のＬＰＦ、　６・・・第２の乗算器、　
７・・・第２のＬＰＦ、　８・・・第３の乗算器、９・
・・クロック再生回路、１０・・・位相比較器（ＰＤ）
、１１・・・第３のＬＰＦ　。 １２・・・ｖＣＯ１１３・・・ｎ移相器、１４・・・局
発、２１・・・ＶＣｏ、　２２・・・基準発振器、ａ　
％　ｆ・・・各部の信号名称である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 外部の制御電圧によって、その発信周波数が制御される
   電圧制御発振器と、上記電圧制御発振器の出力を受信機
   の局部発振信号源として用い、受信信号を中間周波信号
   に変換するミキサーと、上記受信機の公称中間周波数と
   ほぼ等しい周波数を発生する基準発振器と、上記基準発
   振器の出力を基準搬送波として用い、上記中間周波信号
   を検波して、直交成分と同相成分の各出力を発生する直
   交同期検波回路と、上記直交出力と同相出力を乗算する
   乗算器と、上記直交出力と同相出力からタイミングクロ
   ックを抽出するクロック再生回路と、上記乗算器の出力
   とクロック再生回路の出力との位相差を比較する位相比
   較器と、上記位相比較器の出力から雑音成分を除去する
   低域ろ波器を設け、上記低域ろ波器の出力を上記電圧制
   御発振器の周波数制御端子に帰還する様に構成した受信
   装置。