JPH01221882A - 高周波加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、誘電加熱によシ食品を加熱するところのいわ
ゆる電子レンジ等や、誘導加熱により鍋等の調理器具を
加熱して食品を加熱する誘導加熱調理器等に関し、さら
に詳しく言えば、商用電源あるいはバッテリーなどより
電力を受け、高周波電力を発生する電力変換器を備えた
電子レンジや電磁調理器等の高周波加熱装置に関するも
のである０ 従来の技術 このような方式の高周波加熱装置は、例えば、電子レン
ジに関して述べると、その電源トランスの小型化、軽量
化、あるいは低コスト化の為に様々な構成のものが提案
されている。

第８図は、従来の高周波加熱装置の回路図である。図に
於て、商用電源１の電力はダイオードプリッジ２により
整流され、単方向電源が形成されている。３はインダク
タ、４はコンデンサであってインバータの高周波スイッ
チング動作に対するフィルタの役割を果すものである。

インバータは共振コンデンサ５、昇圧トランス６、トラ
ンジスタ７、ダイオード８、及び駆動回路９にょシ構成
されている。

トランジスタ７は駆動回路９よシ供給されるベース電流
によって所定の周期とデユーティ−（即ち、オンオフ時
間比）でスイッチング動作する。

この結果、第９図（ＩＬ）のような電流Ｘａｌａ、即ち
、トランジスタ７のコレクタ電流Ｘｃとダイオード８の
電流Ｉｄが流れる。

一方、トランジスタ７のオフ時にはコンデンサ６と一次
巻線１ｏとの共振にょシ第９図Φ）のような電圧Ｗｅｅ
がトランジスタ７のコレクターエミッタ（Ｃ−ＩＣ）間
に発生する。このため−次巻線１゜には高周波電力が発
生する。従って、二次巻線１１、及び三次巻線１２には
各々高周波高圧電力及び高周波低圧電力が生じる。この
高周波高圧電力はコンデンサ１３、及びダイオード１４
により整流されマグネトロン１６のアノードカソード間
に供給され、一方、高周波低圧電力はカソードヒータに
供給される。従ってマグネトロン１６は発振し誘電加熱
が可能となるものである。なお、マグネトロン１６はマ
グネトロン本体１５１Ｌと、フィルタを構成するコンデ
ンサ１６．１７．１８、チョークコイル１９．２０とに
より成るものである。また２１は駆動回路９の電源トラ
ンスである。

このような構成に於て、昇圧トランス６のコア断面積は
一次巻線１ｏの両端に供給される電力の周波数が高い程
小さくなるので、例えばインバータを２０ＫＨｚ−１０
０ＫＨｚ程度の周波数で動作させると商用電源周波数の
ままで昇圧する場合に比べて昇圧トランスの重量、サイ
ズを数分の−から十数分の−にでき、電源部の低コスト
化が可能であるという特長を有するものである。

トランジスタ７のペースに供給されるペース電流Ｉｂは
、第９図（０）のように、正電流Ｉｂ　と負電流ｘｂ−
とよ構成る。正電流Ｉｂは、第９図（ＩＬ）に示すトラ
ンジスタ７のコレクタ電流１ｃの最大値Ｉａ論に対して
その電流増幅率（ｈｒ・例えば３０）分の−より大きい
ことが必要である。また、負電流Ｘｂ−はトランジスタ
Ｔのスイッチングスピードを速めスイッチング損失の増
大を防止するために、トランジスタのペースエピツク間
を逆バイアスすることによって流れる電流である。正電
流Ｉｂは第９図（ＩＬ）　、　（Ｃ）より明らかなよう
にトランジスタ７の導通期間の間のコレクタ電流Ｉｃの
最大値Ｉａｍ（例えば６０ム）によって決まる値Ｉｂｍ
＋（例えば２ム）とすることが必要であった。また、負
電流Ｉｂｍ−もコレクタ電流Ｉａの最大値Ｉａｍに応じ
て決まり（例えば１６ム）、Ｉａｍが大きいほど大電力
が必要であった。さらに、コレクタ電流Ｉａはいわゆる
少数キャリア蓄積効果によシベース電流Ｉｂ＋が遮断さ
れてから一定時間ｔｏｆｆだけ流れつづけるものであり
、このｔｏｆＴはトランジスタ７の特性バラツキや温度
などＫよって変化するものであった。そして、この１ｏ
ｔｆの変化によって、インバータの出力が変化するとい
う結果を生じるものであった。

このような条件下でトランジスタ７を駆動するため駆動
回路９は例えば第８図中）のような構成を必要とした。

すなわち電源トランス２１より得られる直流電源２２，
２３、発振回路２４、トランジスタ２５，２６．２７、
抵抗器２８〜３６、およびダイオード３７よシ構成され
ている。

第９図（０）のようなベース電流を供給するためには、
トランジスタ２５．２６としてかなり大容量のものを用
い、かつ、直流電源２２．２３も相当大容量であること
が必要であった。したがって、電源トランス２１も大型
の電源トランスとする必要があり、例えば、２０〜ＳＯ
Ｗ程度の容量のものを用いねばならず、電源トランス２
１および駆動回路９は全体としてコンパクトにすること
ができず、大型で高価なものとなり、高周波加熱装置全
体としてのコンパクトさを阻害し、大型化高価化するも
のであった。

発明が解決しようとする課題 このような従来の高周波加熱装置は前述したように次の
ような欠点があった。

従来の高周波加熱装置は昇圧トランスｅをトランジスタ
７等よ構成るインバータにて付勢し、その電源装置の小
型、軽量、低コスト化を図るものであった。

−しかしながら、トランジスタ７には第＊回（ａ）オよ
び（０）のようにコレクタ電流Ｉｃのピーク値Ｉｃｍに
相当するペース電流Ｉｂｍ　　を供給することが必要で
あり、このＸｂｍ　　を供給するだめの電力はかなり大
きなものとなっていた。例えばＩｃｍ＝６０ムとじトラ
ンジスタ７のｈｆｅを３０とするとＸｂ１１Ｉ＋＝２ム
となり、駆動回路９の消費電力は極めて大きなものとな
り、駆動回路ｅおよび電源トランス２１、したがって、
電源装置全体が大型化高価格化することを避けることが
困難であった。

さらに、温度変化などによるトランジスタ７のストレー
ジタイム（第９図におけるｔｏｆｆの主因）の変化や、
マグネトロン１５の温度変化や経時変化により生じるコ
レクタ電流１ｃｍの変化に対応するためにはこれに十分
なベース電流を供給することが必要であシ、−層駆動回
路９、電源トランス２１などの大型化高価格化を生じる
ばかりでなく、高周波加熱装置の出力変動を大きくして
不安定なものとし、かつ無駄なトランジスタ７等の損失
を生じ、電源効率や信頼性を低下させてしまうという欠
点があった。

特に、周波数をより高めて一層の小型化を図ろうとする
場合、上述した傾向は極めて著しく、現状半導体技術レ
ベルでは実質上３０〜４０　ＫＨｚ程度以上の周波数で
実用的な性能を実現することが困難であり十分な小型化
、低コスト化ができなかった０ 課題を解決するための手段 本発明はこのような従来の欠点を一掃した高周波加熱装
置を提供せんとするものであり、以下に述べる構成によ
り成る。

すなわち、商用電源等より得られる電源部と、直列又は
並列共振回路および半導体スイッチを有する電力変換器
と、前記電力変換器の出力を高周波電力として出力し食
品又は流体等を直接又は間接的に加熱する高周波加熱手
段と、前記半導体スイッチを制御する制御部とを有する
と共に、前記半導体スイッチを電界効果作用を有する電
圧制御型スイッチで構成し、かつ、前記電圧制御型スイ
ッチのゲートに直列に抵抗器およびダイオードより成る
並列回路を設けたものである。

作用 上記構成によシ本発明は、共振回路の共振により発生す
る電圧制御型スイッチのゲートに発生するスイッチング
サージ電圧を抑制し、かつ、電圧制御型スイッチのター
ンオフ損失を抑制することを保証した上で、電力変換器
の半導体スイッチを制御するための制御部の制御電力を
著しく削減せしめ、結果として、高周波加熱装置の小型
化、低コスト化を著しく進展させるものである。

実施例 以下、本発明の一実施例について図面と共に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示す高周波加熱装置の回
路図であり、第８図と同符号のものけ相当する構成要素
であり詳しい説明を省略する。

図において、電源部４０は商用電源１等より成シ従来の
高周波加熱装置と同様の構成である。電力変換器４１は
、共振コンデンサ６と昇圧トランス６の一次巻線１０よ
構成る共振回路と、電界効果作用を有するトランジスタ
４２およびフライホイールダイオード８より構成されて
いる。トランジスタ４２は、伝導度変調機能を備え、バ
イポーラトランジスタに近い導通特性を有していて、い
わゆる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ
）と呼ばれるものである。

また高周波加熱手段は、マグネトロン１６で構成されて
おシ、マグネトロン１６の出力電波により食品や流体等
を加熱する構成となっている。

前記トランジスタ４２は、抵抗器４３とダイオード４４
より成る並列回路４６を介して、制御部４６によりその
スイッチング動作を制御される。

制御部４６の電力は抵抗器４７を介してダイオードブリ
ッジ２の出力より供給されている。コンデンサ４８、抵
抗器４９はトランジスタ４２のゲートを破壊や誤動作か
ら保護するためのものである。

第２図は、第１図の制御回路４６のさらに詳しい一実施
例であり、第１図と同符号のものは相当する構成要素で
ある。

第２図の制御回路４６は、共振コンデンサ６と昇圧トラ
ンス６の一次巻線１０より成る共振回路の共振動作に同
期してトランジスタ４２にゲートパルスを供給し、その
スイッチング動作を制御する制御回路であり、第３図に
示す各部の動作波形を参照してその構成と動作を説明す
る。

第１図における電源スィッチ６０を投入すると、第２図
における抵抗器４７を介して制御回路４ｅに電力が供給
され、ツェナダイオード６１、コンデンサ６２より成る
制御回路電源＋Ｖが確立する。

この電源投入時、コンデンサ６３の電圧Ｖａは零であり
、一方、可変基準電源６４の電圧ｖｂは、パワー制御回
路５５によシ所定の電圧となるように制御されている。

したがって、コンパレータ５６の出力はＨｉｇｈとなり
、ロジック制御回路６７によりＲ／Ｓフリップフロップ
（Ｒ／５−ＦＦ）６０の出力可はＨｉｇｈとなる。この
結果、コンデンサ５３は、Ｒ／５−ＦＦの回出力により
抵抗器６１を介して充電されはじめる。同時にバッファ
回路６２の出力はＨｉｇｈとなり抵抗器４３を介してト
ランジスタ４２のゲートがＨｉｇｈとなってトランジス
タ４２が導通し、コレクタ電流Ｉａが流れる。第１回目
のコレクタ電流は、共振コンデンサ６を通って流れるの
で第３図Φ）に示すようにかなり大きな短絡電流となる
。したがって、トランジスタ４２に与えるゲートパルス
のパルス幅ｔｏｎは同図（ＩＬ）に示すように、できる
だけ小さいパルス幅であることが、トランジスタ４２の
破壊防止のために必要である。このために、同図（（１
）に示すように、可変基準電源５４の電圧ｖｂは、電源
投入時（１＝０）は、低い値に制御され、その後徐々に
所定の出力が得られる電圧まで上昇する。この電圧ｖｂ
の値は、前述したようにパワー制御回路６６により制御
されて同図（１１）に示したような変化をする。

コンデンサ６３の電圧ｖ１が電圧ｖｂに達すると、コン
パレータ６６の出力は反転してＲ／５−ＦＦの出力可が
Ｌｏｗになるので、コンデンサ６３の電荷はダイオード
６３，６４を介して放電され同時にコンパレータ６６の
正入力電圧は、抵抗器６５、ダイオード６ｅにより、は
ぼ零電圧に制御される。

したがって、コンデンサ６３の電圧ｖＩＬは、電圧Ｖ１
）の電圧値に従って、同図（ｄ）のようになる。

この結果、ゲートパルスｖＧのパルス幅ｔｏｎは、同図
（ｓＬ）に示したように、１回目のパルス幅が小さくお
さえられ、その後徐々に大きくなって所定のパルス幅と
なる。

次に２回目以降のゲートパルスｖＧの発生タイばングに
ついて説明する。第３図において、１＝１゜でゲートパ
ルスｖＧがＬｏｗになるとトランジスタ４２がオフとな
ってコレクタ電流Ｘａが零になる。

したがって、トランス６の一次巻線１ｏと共振コンデン
サ５とは共振し、コレクタ電圧ＶＩ４は同図（０）のよ
うな共振電圧波形となる。このコレクタ電圧ＶＯＸとラ
イン１２の電圧ｖｈは、第２図のクロス検知回路６７に
よってモニターされており、ｔ＝ｔ２における点Ｐが検
出される。このクロス検知回路の出力Ｖｃは遅延回路６
８によ＃）ｔｄだけ遅れた信号ｖｄをｔ＝ｔ４にて発生
する。このＶｄを受けてロジック制御回路６７はＲ／５
−ＦＦに制御信号を与えるので、第３図（ＩＬ）のよう
なゲート信号’ｌａｃすなわち、Ｒ／５−ＦＦのＱ出力
）が発生する。これらの信号のタイミング関係を第３図
（ｅ）。

（０および（ｇ）に示す。

すなわち、ゲート信号ＶＧは、第３図（ｂ）に示すよう
に、ダイオード８に電流が流れているｔ＝　ｔ３からｔ
＝ｔ５の間のｔ＝ｔａにおいてＨｉｇｈとなり、コンデ
ンサ６３の充電時間で決まるｔｏｎ時間後にＬｏｗとな
るよう制御され、共振回路の共振動作に同期したパルス
幅制御を行うことができる。

このような構成の電力変換器を用いて高周波加熱装置の
電源回路を構成することにより、その制御部を極めてコ
ンパクトで低消費電力かつ低コストなものとすることが
できる。すなわち、第１図および第２図に示したように
、制御回路４６の出力電圧、すなわち、ゲートパルスＶ
、は、トランジスタ４２が電界効果作用によりスイッチ
ングするので、そのゲートエミッタ間の入力容量（１ｏ
ｏ。

〜５０００ｐＦ）を充放電するだけのエネルギーでよい
。したがって、バッファ６２は例えば０ＭＯ８で構成す
ることができ、低消費電力で低コストなものでよい。し
たがって、抵抗器４７を介して制御回路４６に供給され
る電流は、６〜１０ｍム程度にすることが可能であり、
ツェナーダイオードの動作電圧を１６７とすると、制御
回路４６の消費電力は高々０．２〜０．３Ｗ程度となる
。第８図に示した従来の構成では、２０Ｗ〜３０Ｗ程度
の制御電力を必要としたのに比べ、その１／１ω程度の
制御電力でよく、著しい省エネルギー化、コンパクト化
、低コスト化を可能とするものである。

しかしながら、第１図に示すような共振回路を有する電
力変換器４１を起動する場合、次に述べるような不都合
が生じ、ゲートエミッタ間が破壊されてしまう場合があ
る。

第３図（ｂ）において、起動の第１回めのコレクタ電流
は前述したように極めて大きなものになる。

このコレクタ電流ＩＣは、共振コンデンサ６、およびト
ランジスタ４２とダイオード８より成るスイッチ回路と
によりコンデンサ４を短絡したとき流れる電流である。

そして、この電流路には配線のインダクタンスおよび抵
抗、コンデンサ４および５の内部インダクタンスおよび
抵抗、トランジスタ４２の内部抵抗等が存在するので、
実際のコレクタ電流１ｃは、第４図に示すような極めて
ピーク電流の大きい振動波形となる。すなわち第４図（
ＩＬ）に示すように、ｖ６がＨｉｇｈの間に同図（ｂ）
のど、とき振動電流が流れるのである。Ｖ、がＨｉｇｈ
、すなわち、トランジスタ４２が導通状態にあるとき、
逆方向に電流が流れることにより、ゲートエミッタ間に
スパイク電圧が発生する。

第６図は、このスパイク電圧発生のメカニズムを示すト
ランジスタ４２、ダイオード８の等価回路図である。ダ
イオード８のターンオン時間ｔＤｏ）１だけ、ダイオー
ド８に電流が流れはじめるのが遅れるので、第６図（Ｉ
Ｌ）に示したコレクタ電流の逆方向電流ｘｄ′は、トラ
ンジスタ４２のエミッタリード線を通って流れる電流Ｘ
ａとダイオード８に流れる電流１（ｉとの合成電流とな
っている。すなわち、Ｉ（１は、第６図（ｂ）に示すよ
うに、Ｘａ’が流れはじめてから、ｔＤＯＩ＋だけおく
れて流れはじめ、このｔｎｏ＊の間だけ、第６図（Ｃ）
に示したＩｃがトランジスタ４２のエミッタリード線を
通って流れる。

この電流ＸＣは、トランジスタ４２を構成する等価ＭＯ
８）ランジスタ４２！Ｌと等価ダイオード４２ｂに逆方
向に流れ石電流ＸＸ　と、ＭＯＳトランジスタ４２１Ｌ
のゲートエミッタ間容量４２０などを通ってゲート側に
流れる電流Ｘ、との和である。特にこのＸｄ′が流れる
期間は、第４図より明らかなようにＶＧがＨｉｇｈであ
るため、１．が流れやすい状態となっており、１．の流
れる経路に電流制限要素がないと極めて大きいスパイク
電圧がゲートエミッタ間に発生する。

このスパイク電圧ＶＧＰは、第７図（ａ）　、　（ｂ）
に示すようにダイオード８のターンオン時間ｔＤＯＮだ
け、Ｉｄ’が流れはじめた時から遅れて発生する。これ
は、ダイオード８のターンオンによりトランジスタ４２
のエミッタリード線やボンディングワイヤーなどのイン
ダクタンス成分４２（１と、ゲートエばツタ間容量４２
０等によるスパイク電圧の共振現象により生じると考え
られる。

そこで、第１図および第２図に示したように、トランジ
スタ４２のゲートに直列に抵抗器４３を設けることによ
りこのスパイク電圧ｖａｐを小さく減衰させることがで
きる。第７図（０）は、この抵抗器４３の抵抗値ＲＡＳ
とスパイク電圧ＶＧＦの値を実験により求めたものであ
り、ＲＡＳの値を大きくする程ｖｅｐを小さく押えるこ
とができる。

このＲ４５を大きくするとトランジスタ４２のターンオ
フ時間が長くなり、スイッチング（ターンオフ）損失が
増大し、トランジスタ４２の信頼性の低下が生じたり、
大きな放熱フィンが必要になったりする。ダイオード４
４は、これを防止するためのものであり、このダイオー
ド４４の挿入により、トランジスタのスイッチング損失
を増大することなく、抵抗器４３を挿入してスパイク電
圧ＶＧＰを抑制して、トランジスタ４２の高い信頼性を
保証することができる。

すなわち、この抵抗器４３とダイオード４４より成る並
列回路をトランジスタ４２のゲートに直列に挿入するこ
とにより、電界効果作用を有するトランジスタ４２を共
振回路を有する電力変換器に高い信頼性を保証したうえ
で用いることができ、その結果、電力変換器の制御回路
をコンパクトで低消費電力、かつ低コストなものとする
ことができる。

以上に述べた実施例においては、高周波加熱手段として
マグネトロンを用い、電波により直接食品等を加熱する
高周波加熱装置を示したが、本発明はこの実施例に限定
されるものではない。たとえば、高周波加熱手段として
、加熱コイルを用い、鍋などの調理器具を誘導加熱して
食品等を間接的に加熱する高周波加熱装置であってもよ
いし、また、高周波加熱手段を電力変換器が兼用し、電
力変換器の出力が直接アンテナから電波として取シ出さ
れ、食品などを加熱する構成としてもよい。

発明の効果 以上のように本発明によれば、共振回路と電界効果作用
を有する半導体スイッチとを備えた電力変換器と、高周
波加熱手段と、半導体スイッチを制御する制御部とを備
え、半導体スイッチのゲートに直列に、抵抗器とダイオ
ードの並列回路を接続する構成としたので、電界効果作
用を有する半導体スイッチに高いゲートスパイク電圧が
生じたシ、損失が増加したりするのを防止して、高い信
頼性を保証して電力変換器を構成することができる。し
たがって、制御部を極めてコンパクトで低消費電力かつ
低コストなものとし、高周波加熱装置全体をコンパクト
、高効率かつ低コストなものとすると共に、高い信頼性
を保証せしめるものであり、多大な工業的価値を奏する
ものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の高周波加熱装置の一実施例を示す回路
図、第２図は同装置の制御回路のさらに詳しい回路図、
第３図は同回路の各部の動作波形図、第４図は同回路の
トランジスタの１回目の導通動作波形図、第６図は同ト
ランジスタの１回目の導通動作時の電流流路を説明する
等価回路図、第６図は同等価回路における各都電流の相
関を示す波形図、第７図は第１回目のトランジスタ導通
時に発生するスパイク電圧の発生タイミングおよびその
大きさとゲ：ト挿入抵抗値との関係を説明する説明図、
第８図は従来の高周波加熱装置の回路図、第９図は同装
置の各部動作波形図である。 ５．６・・・・・・共振回路（６・・・・・・共振コン
デンサ、６・・・・・・昇圧トランス）、１６・・・・
・・高周波加熱手段（マグネトロン）、４ｏ・・・・・
・電源部、４１・・・・・・電力変換器、４２・・・・
・・半導体スイッチ、４６・・・・・・並列回路（４３
・・・・・・抵抗器、４４・・・・・・ダイオード）、
４６・・・・・・制御部。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第３
図 第４図 第６図　　　　第７図 第８図 第９図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）電源部と、直列又は並列共振回路および半導体ス
   イッチを有する電力変換器と、前記電力変換器の出力を
   高周波電力として出力し被加熱物を加熱する高周波加熱
   手段と、前記半導体スイッチを制御する制御部とを有す
   ると共に、前記半導体スイッチを電界効果作用を有する
   電圧制御型スイッチで構成し、かつ、前記電圧制御型ス
   イッチのゲートに直列に抵抗器およびダイオードより成
   る並列回路を設けた高周波加熱装置。
2. （２）電圧制御型スイッチのゲートとダイオードのアノ
   ードが接続されるよう並列回路を構成した請求項１記載
   の高周波加熱装置。
3. （３）高周波加熱手段をマグネトロンを含んで構成し、
   誘電加熱により被加熱物を加熱する構成とした請求項１
   又は２記載の高周波加熱装置。
4. （４）高周波加熱手段を誘導加熱コイルを含んで構成し
   、鍋などの調理器具を加熱して被加熱物を間接的に加熱
   する構成とした請求項１または２記載の高周波加熱装置
   。