JPH0122924B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電力変換装置の電流検出方法に係り、
特に、電力変換装置の電源、変換器、負荷に流れ
る電流の平均値を検出するに最適な電力変換装置
の電流検出方法に関する。

半導体スイツチで構成された電力変換装置は、
電動機等の負荷に電力を供給するに最適なもので
ある。その制御系としては、一般に、速度制御ル
ープのマイナーループとして電流制御系をもつて
おり、この電流制御系の応答を高速化することで
速度制御系の応答を高速化している。

第１図は従来の電力変換装置のブロツク図であ
り、第２図は各部の動作波形図である。

第１図に示す例は、電力変換装置をサイリスタ
S₁〜S₄を用いて単相全波位相制御を行ない、直流
電動機に流れる電流を制御する場合である。

電流制御系は、電流指令I_cと帰還量I_fとを用い
て電流制御する自動電流調整器（ACR）１、該
調整器１の出力に基づいてゲートパルスを発生す
るゲートパルス発生回路２、該回路の出力を増幅
し電力変換器PCのサイリスタゲートを制御する
パルス増幅器３より成る。電力変換器PCは交流
電源４の電流制御を行なつて負荷である直流電動
機５を駆動する。電動機電流は電流検出器６によ
つて検出され、増幅器７によつて増幅されたの
ち、フイルタ８を介して脈動分を除去したのち電
流帰還量I_fとして取出され、ACR１に印加され
る。

ところで、この単相全波のサイリスタ電力変換
装置では、電源電圧は第２図のようなものと考え
ることができるので、サイリスタの点弧パルスと
電動機電流との関係は第２図のようになる。この
ように、サイリスタS₁〜S₄をある順序動作（第１
図の構成では電源電圧が正のときにサイリスタS₁
とS₄を、負のときにサイリスタS₂とS₃を同時に点
弧するシーケンス）で実行すると、それに応じた
電動機電流が脈動して流れる。そして、第２図の
ように点弧位相がα₀からα₁に小さくなると電動機
電流は増加するが、点弧パルスが発生する毎に電
動機電流が脈動することには変りがない。

このような電流脈動が生ずるので、電流検出値
を直接に帰還量として用いたのでは安定性が悪く
なる。このことから、第１図の電流制御系では電
流検出値をフイルタ８によつて平滑することで平
均的電流値とし、帰還している。

しかし、第１図に示した装置のようにこのフイ
ルタ８の部分を抵抗とコンデンサを用いた一次遅
れ回路で構成すると、電流検出値に遅れが生じ、
高応答を要求される圧延機等の制御においては、
制御系の応答を向上できないという問題があつ
た。又、特定の周波数成分のみを除去するフイル
タもあるが、この方式では応答は早くなるが、第
２図のT₀，T₁のように周期が異なつた場合には
効果が減じられるという問題があつた。

第３図はトランジスタチヨツパを用いた従来の
電力変換装置のブロツク図である。第４図は第３
図の実施例の各部動作波形図である。

第１図の電力変換器をトランジスタチヨツパに
代えたもので、全体の系統構成は第１図の場合と
同様である。ACR１の出力はベース信号発生回
路１０に印加され、矩形波信号を発生してベース
駆動回路１１を駆動し、トランジスタチヨツパ１
２を駆動する。直流電源１３の電力をトランジス
タチヨツパ１２でチヨツピングし、電動機５を駆
動する。電動機電流を検出し、電流帰還量I_fを得
る構成は第１図の場合と同一であり、説明を省略
する。

第３図に示した装置では、トランジスタチヨツ
パ１２は、第４図のような方法波電圧を電動機へ
印加することになる。この結果、電動機電流は電
圧が印加されたときに増加し、電圧が印加されて
いないときにはフライホイール１４に電流が流れ
て減衰していくので、第４図に示したように脈動
をもつた電流となる。このことから、電流検出に
ついては第１図の制御系で説明したような問題が
生じる。なお、第４図において、Tcはチヨツパ
周期、δ₀，δ₁は通流幅である。

このように、半導体スイツチで構成される電力
変換装置では電源電圧を、ある周期をもつて間歇
的に加えるので、その結果、電源又は負荷に流れ
る電流は脈動する。そのために、その電流の平均
値を制御する場合には、なんらかの平滑回路が必
要となるが、前述したように従来方式では検出遅
れ等に問題があり、制御系のデイジタル構成実現
に難があつた。

本発明の目的は、装置に流れる電流の平均値を
脈動なく迅速に検出する電力変換装置の電流検出
方法を提供するにある。

まず、本発明の理解を容易にするため点弧パル
ス発生の一周期間における電流の平均値を検出す
ることを第５図により第６図の波形図を参照して
説明する。なお、第５図は第１図の電力変換装置
に適用した例を示し、電流帰還量I_fを得る場合を
示している。

ゲートパルス発生器２より出力されるサイリス
タの点弧パルスH_Pは単安定回路２０の入力にな
り、点弧パルスH_Pの立ち下りに同期して一定幅
をもつパルス信号R_Pを発生する。このパルス列
R_Pは積分器２１，２２のリセツトパルスとし使
用される。一方電流検出器６、増幅器７で検出さ
れた電動機電流I_Aは積分器２１の入力となる。こ
の積分器２１の出力I_aは第６図の如くとなる。一
方、積分器２２には一定電圧V₀が与えられ、こ
の電圧V₀に基づいて鋸歯状波信号I_bを発生し、単
安定回路２０より出力されるパルス信号R_Pが印
加されるごとに当該鋸歯状波信号I_bはリセツトさ
れる。この鋸歯状波信号I_bおよび積分器出力I_aに
より除算器２３は（I_a／I_f）の演算を行なう。除
算器２３の出力（１周期間の平均値）はサンプル
ホールド回路２４により、点弧パルスH_Pが発生
した時点の内容が保持される。

このように、電流検出値の積分値I_aを時間間隔
に比例した出力I_bで割つた値を、次の点弧パルス
が発生する時点において、サンプルホールド回路
２４で保持するので、保持した値は一周期間の平
均値となる。この結果、定常状態においてはサン
プルホールド回路２４の出力I_fは脈動なく一定で
ある。又、平均電流が増加していくようなときに
は、サンプルホールド回路２４の出力I_fは一周期
毎に更新され正しい値を出力する。

このように、定常状態では脈動なく電動機電流
の平均値を検出できるとともに、その検出遅れも
一周期分であり、応答性の良い電流検出値I_fが得
られる。ちなみに、従来方式によれば５〜６周期
分の検出遅れが生じており、極めて応答性の悪い
ものであつた。応答性の良い帰還信号が得られる
ことにより、迅速な電流制御を行なうことができ
る。

第７図に点弧パルス発生の一周期における電流
平均値をマイクロコンピユータを用いて構成した
例を示す。

点弧パルスH_Pはマイクロコンピユータ２５の
割込信号として用いられる。又、電流検出器６、
増幅器７によつて検出された電流検出値I_Aは、Ａ
―Ｄ変換器２６を介してデイジタル量に変換さ
れ、マイクロコンピユータ２５に取り込まれる。
又、マイクロコンピユータ２５で計算された電流
検出値の平均値はＤ―Ａ変換器２７を介してアナ
ログ量に変換され、第１図に示した電流帰還量I_f
となる。

マイクロコンピユータ２５でのソフトウエア処
理は第８図、９図の如くとなる。マイクロコンピ
ユータ２５が動作すると第８図の処理を実行す
る。最初にステツプ５０を行い、マイクロコンピ
ユータのレジスタ、メモリ類の初期設定等を行
う。その後ステツプ５１〜５３でＡ―Ｄ変換器２
６からの電流検出値I_f（ｋ）を取り込み、次式の
計算を行う。

I_ft＝I_ft＋I_f（ｋ） ……(1) ただし、ｋはｋサンプリング目を示す。又、(1)
式は検出値の加算である。次に、ステツプ５３で
加算回数をＮとして記憶しておく。このステツプ
５１〜５３の処理を常時は行う。

ここで、点弧パルスH_Pが発生すると第９図の
割込処理を行う。ステツプ５４では、電流検出値
の積算値I_ftを加算回数Ｎで割ることにより、一周
期間の平均値I_fを求めている。そして、ステツプ
５５で、このI_fをＤ―Ａ変換器３１へ設定し、ア
ナログ量とする。次に、ステツプ５６でI_ft＝０、
Ｎ＝０にし、割込処理を終了する。この後、再度
第８図の処理が実行され、I_ft及びＮの加算が行わ
れる。

このように、マイクロコンピユータ２６を用い
るとハードウエア構成が非常に簡単となるととも
に、計算結果がデイジタル量として得られ、速度
制御系がデイジタル制御系となつている場合には
リンケージが簡単となる。

以上のように第５図と第７図に示す電流検出装
置では一周期毎に電流の平均値を算出しているの
で正確な電流検出が可能であり、定常状態におい
ては脈動もない。しかし、電流値が増加傾向、又
は減少傾向を示しているときには、一周期分検出
が遅れるので、過渡特性の点からは最適とは言い
難い。例えば、第３図のチヨツパ制御の場合の電
流波形を例にとり、第１０図で考えてみる。

一周期T_cの平均値がI_fpのときの波形を考える
と、一般に第１０図のＡ，Ｂ，Ｃが考えられる。
即ち、Ａの波形では電流が増加する傾向を示して
おり、繰り返し動作の開始点の電流i₀₁よりT_c後
の電流値i₀₂は大きな値となつている。一方、Ｃ
の波形では減少方向を示しており、i₂₁の値に対
しi₂₂は小さくなつている。又、Ｂの波形ではi₁₁
とi₁₂が等しく定常状態である。

このように、第５図、第７図に示す電流検出装
置においては平均値がI_fpと同じ値を示しても、内
容的には定常状態、過渡状態とでは異なつてい
る。特に、電流制御系としてみた場合には、過渡
状態では制御系としての応答が悪くなる。

本発明は過渡応答の点を改良したもので、その
一実施例を第１１図に示す。

第１１図は、第３図で示したチヨツパ制御に適
用するための一実施例である。

ベース駆動信号S_Bとなる方形波信号は、単安定
回路２８の入力となり、立ち上りに同期したパル
スを発生し、マイクロコンピユータ２５の割込パ
ルスとなる。電流検出器６の出力は増幅器７、Ａ
―Ｄ変換器２６を介してデイジタル量となりマイ
クロコンピユータ２５に取り込まれる。一方、マ
イクロコンピユータ２５で計算された電流の平均
値はＤ―Ａ変換器２７を介してアナログ量に変換
され電流帰還量I_fとなる。

マイクロコンピユータ２５では第１２図、１３
図に示した処理を実行する。マイクロコンピユー
タ２５が動作すると第１２図のステツプ６０の処
理を実行し、マイクロコンピユータ内部のレジス
タ、メモリ類をリセツトする初期処理を行う。次
に、ステツプ６１でＡ―Ｄ変換器２６を介して電
流検出値I_f（ｋ）を取り込む。そして、ステツプ
６２で(1)式の計算を行いI_f（ｋ）の積算値I_ftを求
める。又、ステツプ６３で加算回数Ｎを記憶して
おく。

一方、ベース駆動信号の方形波信号の立ち上り
に同期した時点で割込パルスを発生し、第１３図
の処理を行う。ステツプ６４でI_ftをＮで割り平均
値I_fを求める。次に、割込パルスが発生した時点
の電流検出値I_f（Ｎ）と、前回の割込パルスが発
生した時点の電流検出値I_fpとの差ａをステツプ６
５で計算する。そして、ステツプ６６ではステツ
プ６４で求めたI_fの値とステツプ６５で求めたａ
の値をｋ倍したものを加算して新にI_fとする。ｋ
倍する定数ｋは制御系の過渡応答を考慮して定め
られる。このI_fをステツプ６７で第１１図のＤ―
Ａ変換器３１を介してアナログ量に変換して第３
図のI_fを得る。更に、ステツプ６８でI_f（Ｎ）の値
を新にI_fpに設定するとともに、ステツプ６９で
I_ft，Ｎをリセツトし割込処理から戻る。このよう
に、第１２図の処理で電流の積算値と時間間隔を
求めるとともに、第１３図の割込処理で平均値の
計算、及び割込パルスが発生した時点、即ち第１
０図の波形で考えれば繰り返し動作の開始点t₁，
t₂…等での電流値をもとに補正計算を行う。

この方法によると、例えば第１０図のＡのよう
な波形では、その時点において出力するI_fは次式
となる。

I_f＝I_fp＋ｋ（i₀₂―i₀₁） ……(2) この結果、i₀₂＞i₀₁なので(2)式の第２項が正に
なり、I_fpより大きな値になる。この値を用いるこ
とで電流制御系としては修正動作を早くすること
が可能となる。同様に、Ｂの波形ではｋ（i₂₂―
i₂₁）＜０となり、I_fpより小さくなる。更に、定常
状態ではi₁₁＝i₂₂であるからI_f＝I_fpとなり、平均値
として正しい値が得られる。

このようなことから、繰り返し動作を変更する
時点、これは半導体スイツチの繰り返し動作の開
始点と同じであるが、例えば第６図のH_Pが発生
した時点又は第１０図のt₁，t₂等の点での電流値
の増減により一周期間の電流平均値を補正してい
るので、電流の増減傾向が考慮され、制御系の応
答を向上させる上で効果をもつ。

以上、本発明によれば定常状態では脈動分のな
い電流検出値が得られるとともに、電流制御系を
安定にかつ高速な性能とすることが容易である効
果を有する。

なお、本発明の実施例ではサイリスタ位相制御
回路、トランジスタチヨツパについてのみ説明し
たが、インバータ等の他の電力変換装置を用いた
場合にも適用できることは明白である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電力変換装置のブロツク図、第
２図は第１図の装置の各部動作波形図、第３図は
他の従来の電力変換装置のブロツク図、第４図は
第３図の装置の各部動作波形図、第５図は電流検
出装置の一例を示すブロツク図、第６図は第５図
の動作波形図、第７図は電流検出装置の他の例を
示すブロツク図、第８図は第７図の処理フローチ
ヤート、第９図は第７図の割込みプログラムの処
理フローチヤート、第１０図は電動機電流の変化
特性図、第１１図は本発明の一実施例を示すブロ
ツク図、第１２図は第１１図の実施例の処理フロ
ーチヤート、第１３図は第１１図の実施例の処理
フローチヤートである。 １…ACR、２…ゲートパルス発生器、３…パ
ルス増幅器、５…直流電動機、６…電流検出器、
１０…ベース信号発生回路、１１…ベース駆動回
路、１２…トランジスタチヨツパ、２０，２８…
単安定回路、２１，２２…積分器、２３…除算
器、２４…サンプルホールド回路、２５…Ａ―Ｄ
変換器、２６…マイクロコンピユータ、２７…Ｄ
―Ａ変換器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 点弧パルスを加えられると動作する半導体ス
   イツチを有し負荷に電力を供給する電力変換装置
   の制御系に前記負荷に流れる電流の平均値を制御
   要素として用いてなるものにおいて、前記負荷に
   流れる電流を検出し、該検出値を前記電力変換装
   置に加えられる点弧パルスの発生間隔を一周期と
   するその一周期の間だけ積分すると共に一周期の
   時間を測定して１周期分の平均値を求め、前記一
   周期の開始点における１周期前の電流検出値の記
   憶値と現時点での電流検出値との差に応じて前記
   平均値の修正を行ない電流平均値を検出すること
   を特徴とする電力変換装置の電流検出方法。