JPH01236747A

JPH01236747A - 適応レベル判定電圧の生成方法

Info

Publication number: JPH01236747A
Application number: JP6191488A
Authority: JP
Inventors: Seizo Nakamura; 精三中村
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1988-03-17
Filing date: 1988-03-17
Publication date: 1989-09-21
Anticipated expiration: 2010-09-06
Also published as: JPH0783384B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野ン本発明は、低域が遮断された伝送系を通過してきたデジ
タル信号の復調に用いられる適応レベル判定電圧生成方
式に関するものである。

（従来の技術）近年、デジタル信号を無線で伝送したいとする要求が出
て来てｈる。特に移動無線用のシングルチャネル、４−
キャリア（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃｈａｎｎｅｌ　ｐｅｒＣａ
ｒｒｉｅｒ　）方式では、二値のディジタル信号で直接
ＦＭ変調する方式や云送帯域幅を狭くするために二値の
ディジタル信号を低域濾波器（以下、ＬＰＦという）に
通した後ＫＦＭ変調する方式等が採用されている。前Ｈ
６ＬＰＦ’としてガウスフィルタを用いた方式はＧＭＳ
Ｋ　（Ｇａｕｓｓｉａｎ　ＦｉｌｔｅｒＭａｎｉｐｕｌ
ａｔｅｄＭｉｎｉｍｕｍ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ　
）と呼ばれ極めて帯域の狭い変調方式である。又、二値
のディノタル信号を多値、例えば四値に変換した後ＬＰ
Ｆを通してＦＭ変調する方式もある。

以上、いずれの変調方式も二値又は多値の周波数変調波
と考えることができる。これらの周波数変調波はその生
成過程から明らかなよう援直流成分を含むものであるか
ら、変調過程、伝送過程、復調過程のすべてにわたって
直流成分を考慮しなければならない。しかしながら以下
の２つの理由により、この直流成分の伝送は極めて困難
である。

（イ）送信周波数と受信周波数は温度等の環境条件の７
化によシそれぞれ変動し、その相対的ずれは復調した際
の直流電位のずれとなって現われる。

この直流電位のずれを防ぐために、受信機の周波数弁別
器の出力側に直流１断用の回路を入れることが多い。

仲）送信周波数を切り替えて使用する必要性から、近年
搬送波の生成に周波数シンセサイザが用いられているが
、これにＦＭ変調をかける場合、直流成分まで考慮する
と回路が隠めて複雑なものとなる。

以上の理由によシ直流成分を伝送しない方式が望まれる
が、直流成分を伝送しない場合、受信側において復調信
号の中心電圧が変動し符号判定に誤りを生じるおそれが
ある。この問題全解決する方法として、受信側において
直流成分を再生することが考えられる。第２図は直流再
生方式の一例を示すブロック図であって、判定帰還方式
を用いたものである（例えば、信学技報７５１：５１　
）（１９７５−６−２５）電子通信学会１）−９３−９
４）。第２図におＡて、１は入力端子、２は前方フィル
タ、３は加算回路、４は識別回路、５は帰還フィルタ、
６は出力端子である。前方フィルタ２は、周波数特性が
Ａ（ｊω）なる高域戸波器、帰還フィルタ５は周波数特
性がＢ（ｊω）なる低域ろ波器であるとすると、これら
のフィルタ間には（１〕式の関係が成立し、前方フィル
タ２で失われた低域成分は帰還フィルタ５の出力によっ
て補償される。

Ａ（ｊω）十Ｂ（ｊω）＝１　　　　　　・・・・・・
（１）ここで、前方フィルタ２を一次の高域フィルタで
あるとするとその周波数特性Ａ（ｊω）Ｆｉ（２）式で
表わすことができる。

但しＳ＝ｊω、ω−２πｆ０であって、ｆｏは伝送りロ
ック周波数、αはｆ。に対する高域フィルタの遮断局波
数の比である。

従って（４）　、　（２）式から（３）式を得ることが
できる。

即ち、Ｂ（ｊω）＝１−Ａ（ｊω）帰還フィルタ５は前方フィルタ２と同一の遮断周波ａｔ
−有する一次の低域Ｐ波器となる。

第３図は第２図に示すブロック図の各部の波形金示すも
のであって、（ａ）の（イ）は入力端子ｌに加えられた
入力信号の波形、（ａ）の（イ）は前方フィルタ２の出
力波形、（ｂ）の（つ）は識別回路４の出力波形、（ｂ
）のに）は帰還フィルタの出力波形である。加算回路３
の出力波形は前方フィルタ２の出力波形（イ）と帰還フ
ィルタ５の出力波形に）と全加算し念波形であるが、こ
れは（ａ）の（７）に示す入力信号の波形と同一となシ
、識別回路４には前方フィルタ２の特性の影９ｔ−受け
ない、入力信号と同一の波形の信号が入力されることと
なる。

即ち、変調過程を含む伝送過程に高域戸波特性が存在し
、直流成分が失われても上述の方式により直流分を再生
して復調、信号の中心電圧を固定し、誤りなくレベル判
定をすることができる。

又、第３図（、）の（３）は第２図に示す前方フィルタ
２の出力波形（イ）の中心レベルを示すもので、この中
心レベルと同じ判定レベル電圧を用いてレベル判定を行
なえば、中心レベルの変動に影響されることなく誤シの
ない判定をすることができる。第３図（ｂ）の閃）は帰
還フィルタ５の出力波形に）を反転したもので、（ａ）
の（４）に示す前方フィルタ２の出力の中心電圧の・波
形と同一となる。従って、判定レベル１圧として、この
帰還フィルタ５の出力を反転して使えば、中心レベル変
動の影響を受けることなく誤りのないレール判定を行な
うことができる。

（発明が解決しようとする課題）しかしながら上記直流再生方式は（１）式にも示すよう
に、入力信号の振幅と識別回路４の出力振幅とを常に等
しくする必要があるので、入力信号の振幅は通常変動す
ることを考慮すると振幅変動を抑圧するための自動利得
制御（ＡＧＣ）回路を設ける必要がある。しかも前・記
ＡＧＣ回路は直線的に振幅を調整し得るも゛のでなけれ
ばならないので回路が’ａ　”、喉となシ、又入力信号
が多値の場合には適用することができないという欠点が
あった。

本発明は、これらの欠点を除去し、簡単に入力信号の振
！潜変動に対応し、入力信号の中心電圧の変動に追従す
る判定電圧を生成する適応レベル判定電圧生成回路を提
供することを目的とする。

（課題を解決するための手段）本発明はデジタル入力・画号のレベル判定の基準とする
判定電圧を生成する適応レベル判定電圧生成方式におい
て、再生クロック信号で入力信号のレベル値を判定し、前記
レベル値に対応する電圧保持回路を選択して入力信号と
基準電圧との差を保持し、各電圧保持回路に保持されて
いる電圧の絶対直の平均レベルを算出して該平均レベル
に基づいてｉ又は複数のレベルの正、負の電圧及び零の
電圧を生成し、前記レベル値に応じていずれかを選択し
、低域濾波器に通して前記基準電圧とし、前記電圧保持
回路に保持されている電圧と前記基準電圧に基づいて入
力信号に適応した判定電圧を生成することを特徴とする
適応レベル判定電圧生成方式である。

（作　用）本発明は、デジタル信号の中心レベルの変動に追従する
基準電圧を生成し、前記デジタル信号と基準電圧とによ
シ該デジタル信号の変動に適応した判定電圧を生成して
いるので、デジタル信号が変動しても誤動作することな
く安定にレベル判定を行々うことかできる。

（実施例）第１図は本発明の実施例を示すブロック図であって、１
１は入力端子、１２は前方フィルタとしての高域濾波器
、１３．１６，１９．３６は電圧ホロワとした演算増幅
器、１４．１７はスイッチ、１５．１８はコンデンサ、
２２．３３は利得１０反転増幅器、２３．２４は加算平
均するための同一の抵抗値をもつ抵抗器、２５は判定電
圧生成回路、２６．２７，３１１ｄアナログコンノやレ
ータ、２８は判別回路、２９は論理回路、３０は出力端
子、３２はクロック再生・タイミング生成回路、３４は
判別回路、２８の判別結果と逆の量子化レベルを選択す
る量子化レベル選択回路、３５は高域戸波器１２と同一
遮断周波数を有する後方フィルタとしての低域戸波器で
ある。

入力端子１ノに、−例としてＢｂ−Ｔ≠０．２５のＧＭ
ＳＫ信号が加えられたものとする。但し、Ｂｂは変調の
際に使用するがウスフィルタの帯域幅、Ｔはデジタル信
号のビットレートの逆数である。このＧＭＳＫ信号は第
４図（、）に示すアイツヤタンを有しておシ、各ｎＴ　
（ｎは整数、Ｔはビットレートの逆数）において３つの
レベル値り、　、　Ｌ２及びＬ３ヲとる、これらり、　
、　ｔ、２及びＬ３の判別は、判定電圧生成回路２５、
アナログコンノ（レータ２６，２７及び判別回路２８に
より以下のようにして実行される。

まず判定電圧生成回路２５は入力信号の最高レベルＬ、
（演算増幅器１６の出力レベル）と中心レベルＬ２（演
算増幅器３６の出力レベル）とに゛基づきＬｌとＬ２の
中央の電圧ＬａＪ−生成し、入力信号の中心レベルＬ２
と最低レベルＬｓ　（演算増幅器１９の出力レベル）と
に基づきＬ２とＬ３の中央の電圧Ｌ５を生成する。

第６図は判定電圧生成回路２５の一実施例を示すもので
、端子２５−１．２５−５．２５−９はそれぞれ第１図
に示す演算増幅器１６，１９．３６の各出力側に接続さ
れ、レベルＬ、　、　Ｌ３．　Ｌ２の電圧がそれぞれ入
力される。端子２５−３．２５−７は第１図に示スアナ
ログコンパレータ２６，２７にそれぞれ接続され、判定
電圧Ｌａ、Ｌｂが出力される。抵抗器２５−２．２５−
４．２５−６．２５−８は共に同一の抵抗＠Ｒを有して
いるので、前記判定電圧Ｌａ、　Ｌｂはそれぞれレベル
Ｌ１とＬ２の中央の電圧、レベルＬ２とＬｂの中央の電
圧となる。従って判定電圧Ｌａ、Ｌｂは入力信号のレベ
ルＬ、　、　Ｌ２．　Ｌ、に追従して変化することとな
る。

アナログコン・ぐレータ２６は前記Ｌａｔ−判定電圧と
して入力信号がＬａｆＩ：超えているときはデジタル信
号”１″を、超えていないときはデジタル信号″’０”
ｉ出力する。一方、アナログコン・ぐレータ２２は前記
Ｌｂを判定電圧として入力信号がＬｂヲ超えているとき
はデジタル信号”１”を、超えていないときはデジタル
信号”０″を出力する。判別回路２８はアナログコンミ
４レータ２６，２７から出力される前記各デジタル信号
の組合せから入力信号のレベルがり４．　Ｌ２又はＬｂ
のどれに該当するかを判別する。例えばアナログコン・
ぐレータ２６からの出力が＠０”で、２７からの出力が
“１”であれば、入力信号のレベルはＬ２に該当するこ
ととなる。論理回路２９は判別回路２８の判別結果に基
づいて、入力信号がＬｌであるとき“ｌ″を、Ｌｂであ
るとき０″を、Ｌ２であるとき過去のレベルの推移から
“１″か′０″かを決定して出力端子３０に出力する。

一方、アナログコンパレータ３ノには判定電圧として演
算増幅器３６から出力されるレベルＬ２の電圧が与えら
れ、入力信号が加えられると、該入力信号がＬ２を超え
たときデジタル信号“１″ｋ、超えないときはデノタル
信号＠０＃全出力する。クロック再生・タイミング生成
回路３２は、前記アナログコンパレータ３１の出力を受
けて、第４図（ｂ）に示すような再生クロック信号を生
成するとともに、（ｃ）に示すように該再生クロック信
号の立上りから時間ｔだけ遅れたサンプリング／４’ル
ス１−１成する。このサンプリングパルスは第４図に示
すように入力信号のアイ・ぐタンの３値が集中する部分
にほぼ同期している。判別回路２８は、第４図（ｂ）に
示す再生クロック信号の立上シでアナログコンパレータ
２６，２７からのデジタル信号に基づき入力信号レベル
がり４．　Ｌ２．　Ｌｂのいずれに該当するかを判別し
、Ｌｌに該当するときはサンプリング・ンルスをスイッ
チ１４１１Ｃ加え、Ｌｂに該当するときはスイッチ１７
に加え、Ｌｂに該当するときは、スイッチ１４．１７の
いずれにも加えない。なお、サンプリングノクルスを第
４図（ｃ）に示すように再生クロック信号の立上シより
時間ｔだけ遅らせているのは、判別回路２８が判別動作
をするために必要な時間を考慮したものである。従って
、コンデンサ１５は入力信号のレベルＬ１と演算増幅器
３６からの出力のレベルＬ２との差の電圧を保持し、コ
ンデンサ１８は入力信号のレベルＬ３と前記Ｌ２との差
の電圧を保持する。コンデンサ１５及び１８によシ保持
されている電圧は演算増幅器３６からの出力電圧に重畳
されそれぞれ演算増幅器１６゜１９に入力される。演算
増幅器１６．１９の出力は反転増幅器２２及び抵抗器２
３，２４によって加算平均され、量子化レベル選択回路
３４の端子ａに加えられるとともに、反転増幅器３３を
介して端子すにも加えられる。従って、量子化レベル選
択回路３４の入力側には、入力信号レベルの最高喧り、
と最低値Ｌ３との差のＡの電圧が加えられることとなる
が、この電圧は入力信号のレベルＬ１とＬ２との差及び
Ｌ２とＬｂとの差の電圧に一致し、入力信号のレベル変
動に追従して変動する。

量子化レベル選択回路３４は判別回路２８の指示に基づ
き、該判別回路２８が入力信号のレベルをり、と判別し
たときは接点すを、Ｌｂと判別したときは接点ａを、Ｌ
２と判別したときは接点ｃｆ、選択し、出力側に接続す
る。なお筬点Ｃはアースに接続されている。量子化レベ
ル選択回路３４の出力は、低域濾波器３５及び演算増幅
器３６′ｔ−介してコンデンサ１５．１８の一端、判定
賀正生成回路２５及びアナログコンパレータ３１にそれ
ぞれ加えられる。上述の動作を第５図に示す。入力端子
１ノに第５図（ａ）の（７）に示す入力信号が加えられ
ると高域戸波器１２からは中心レベルが（ａ）の（つ）
のように変動する波形（ａ）の（イ）が出力される。一
方、量子化レベル選択回路３４からは入力信号レベルに
対応してレベルＬ１とＬｂとの差の３４のＪｔＬヲもつ
（＋１電圧、←）電圧及び零電圧が４量子化されたもの
として出力され、その波形は第５図（ｂ）のに）に示す
ようになる。量子化レベル選択回路３４の出力は低域濾
波器３５に入力され、該低域戸波器３５からは第５図（
ｂ）の（３）に示す波形の電圧が出力される。この低域
濾波器３５の出力波形（ｂ）の（３）は、入力信号のレ
ベルに変動に関係なく、高域濾波器１２の出力の中心レ
ベル（ａ）の（つ）忙一致し、判定電圧を生成する際の
基準電圧として用いる。以上説明したように本実施例に
よれば入力信号の振幅変動及び中心レベル変動に追従す
る判定電圧を生成し、レベル判定を行ってｂるので、Ａ
ＧＣ回路を周込ることなく正確なレベル判定を行なうこ
とができる。

本実施例では伝送系ヲ含めて低域特性が高域戸波器１２
によシ決定される場合を例にとって説明しであるが、該
高域戸波器１２を省略し、低域濾波器３５の遮断周波ａ
を伝送系の高域ｐ波特性に対応して決めた場合にも本実
施例と同一の効果を得ることができる。

更に、本実施例はデジタル信号が２値或は３値以上の多
値の場合にも同様に適用できる。

（発明の効果）以上詳細に説明したように１本発明によれば、低域成分
が遮断された７′ジタル信号のレベル判定において、入
力信号のレベルに適応して判定電圧を生成しているので
、ＡＧＣ回路を使用する必要がなく、入力信号のレベル
変動、中心レベル変動に影響されな込レベル判定を行な
うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図は従来の
レベル判定方式、第３図は第２図の各部信号波形図、第
４図は第１図のタイミング信号の説明図、Ｍ５図は第１
図の各部信号波形図、第６図は判定電圧生成回路図であ
る。１１・・・入力端子、１２・・・高域濾波器、１３゜１
６．１９．３６・・・演算増幅器、１４．１７・・・ス
イッチ、１５．１８・・・コンデンサ、２３．３３・−
・反転増幅器、２３．２４・・・抵抗器、２５・・・判
定電圧生成回路、２６，２７．３１・・・アナログコン
／４’レータ、２８・・・判別回路、２９・・・論理回
路、３０・・・出力端子、３２・・・クロック再生・タ
イミング生成回路、３４・・・量子化レベル選択回路、
３５・・・低域濾波器。特許出願人　沖電気工業株式会社１２　重輪８５戸［シ本発明の炙たイ用のプロ、７図第１図ｕのし勺ν刺側方氏第２図ジ１鴫、２１５！１ｌｅ２シさ乙１５４コ九ち二１２テ
ヤシ図第３図利え電７ｉ往枚可ト又第６図

Claims

【特許請求の範囲】１、デジタル入力信号のレベル判定の基準とする判定電
圧を生成する適応レベル判定電圧生成方式において、再生クロック信号で入力信号のレベル値を判定し、前記レベル値に対応する電圧保持回路を選択して入力信
号と基準電圧との差を保持し、各電圧保持回路に保持されている電圧の絶対値の平均レ
ベルを算出して該平均レベルに基づいてｉ又は複数のレ
ベルの正、負の電圧及び零の電圧を生成し、前記レベル
値に応じていずれかを選択し、低域濾波器に通して前記
基準電圧とし、前記電圧保持回路に保持されている電圧
と前記基準電圧に基づいて入力信号に適応した判定電圧
を生成することを特徴とする適応レベル判定電圧生成方
式。２、前記低域Ｐ波器と同一の遮断周波数を有する高域濾
波器を入力側に設けたことを特徴とする請求項１記載の
適応レベル判定電圧生成方式。３、前記低域濾波器の遮断周波数を伝送系の高域濾波特
性の遮断周波数に一致させたことを特徴とする請求項１
記載の適応レベル判定電圧生成方式。