JPH012423A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
- Publication number
- JPH012423A JPH012423A JP62-158326A JP15832687A JPH012423A JP H012423 A JPH012423 A JP H012423A JP 15832687 A JP15832687 A JP 15832687A JP H012423 A JPH012423 A JP H012423A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- intermediate frequency
- output
- signal
- mixer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明にヘテロダイン１式の受信装置に関するもので
ある。
ある。
第３図に従来のこの種の受信装置を示すブロック図であ
り、図において、１に受信された高周波信号を増幅する
高周波増幅器、１６は受信され九高周波信号の中から不
要な周波数成分（特にイメージ周波数成分）を減衰させ
る友めの高周波域バンドパスフィルタ（以下、高周波域
ＢＰＦという）、乙に混合器、４に中間周波域ＢＰＦ、
５に混合器６で中間周波数に変換された中間周波信号を
増幅する中間周波増幅器、６に中間周波信号の中から変
調成分をとり出し復調する検波器、１７に局部発振器で
ある。
り、図において、１に受信された高周波信号を増幅する
高周波増幅器、１６は受信され九高周波信号の中から不
要な周波数成分（特にイメージ周波数成分）を減衰させ
る友めの高周波域バンドパスフィルタ（以下、高周波域
ＢＰＦという）、乙に混合器、４に中間周波域ＢＰＦ、
５に混合器６で中間周波数に変換された中間周波信号を
増幅する中間周波増幅器、６に中間周波信号の中から変
調成分をとり出し復調する検波器、１７に局部発振器で
ある。
次に動作について説明する。受信された高周波信号に、
尚周波増幅器１で増幅された後、高周波域ＢＰＦ１６へ
入力される。高周波域ＢＰＦ１６でに受信された高周波
信号の中で希望周波数以外の不要な成分、特に混合に１
９発生するイメージ周波数成分を十分減衰させる。高周
波域ＢＰＦ１６を通つ比信号に混合器６へ入力される。
尚周波増幅器１で増幅された後、高周波域ＢＰＦ１６へ
入力される。高周波域ＢＰＦ１６でに受信された高周波
信号の中で希望周波数以外の不要な成分、特に混合に１
９発生するイメージ周波数成分を十分減衰させる。高周
波域ＢＰＦ１６を通つ比信号に混合器６へ入力される。
混合器６でに高周波域ＢＰＦ１６の出力と局部発振器１
７の混合用出力とを混合し、前記２者の周波数の差の中
間周波数信号を出力する。混合器乙の出力に中間周波域
ＢＰＦ４を通り希望する中間周波数成分のみを通過させ
て中間周波増幅器５へ出力する。
７の混合用出力とを混合し、前記２者の周波数の差の中
間周波数信号を出力する。混合器乙の出力に中間周波域
ＢＰＦ４を通り希望する中間周波数成分のみを通過させ
て中間周波増幅器５へ出力する。
中間周波増幅器５でに微弱な受信信号を検波する為に必
要なレベル１で十分増幅した後、検波器６へ出力し、該
検波器６で音声信号（又にベースバンド信号）に復調す
る。
要なレベル１で十分増幅した後、検波器６へ出力し、該
検波器６で音声信号（又にベースバンド信号）に復調す
る。
従来の受信装置に以上の工うに構成されているので、高
周波域ＢＰＦにイメージ周波ｅｌ成分を十分減衰させる
為、選択度特性の＊ｎたものが必要で、又受信感度を劣
化させない様に挿入損失を小さくしなければならず、こ
れらの特性を満足する為に大塑かつ、高価となり、さら
に構成が複雑となるので調整が困難となるなどの問題点
があった０この発明に上記の工うな問題点を解消するた
めになされたもので、大型かつ、高価な高周波域ＢＰＦ
を使用せず、イメージ周波数において十分減衰量を保有
し、挿入損失が少なく、受信感度が良好な受信装置を得
ることを目的とする。
周波域ＢＰＦにイメージ周波ｅｌ成分を十分減衰させる
為、選択度特性の＊ｎたものが必要で、又受信感度を劣
化させない様に挿入損失を小さくしなければならず、こ
れらの特性を満足する為に大塑かつ、高価となり、さら
に構成が複雑となるので調整が困難となるなどの問題点
があった０この発明に上記の工うな問題点を解消するた
めになされたもので、大型かつ、高価な高周波域ＢＰＦ
を使用せず、イメージ周波数において十分減衰量を保有
し、挿入損失が少なく、受信感度が良好な受信装置を得
ることを目的とする。
この発明に係る受信装置に、受信された高周波信号を混
合器にエリ中間周波数に変換した後、この中間周波数と
基準周波数の周波数（位相）を位相比較器に比較し、そ
の出力はローパスフィルタを通り、電圧制御発振器の発
振周波数を制御し、この電圧制御発振器の出力を混合用
出力として混合器へ入力することは・エリ、°周波数（
位相）帰還ループを構成したものである。
合器にエリ中間周波数に変換した後、この中間周波数と
基準周波数の周波数（位相）を位相比較器に比較し、そ
の出力はローパスフィルタを通り、電圧制御発振器の発
振周波数を制御し、この電圧制御発振器の出力を混合用
出力として混合器へ入力することは・エリ、°周波数（
位相）帰還ループを構成したものである。
この発明における周波数（位相）帰還ループ框、希望波
が入力した時には負帰還ループとなり、電圧制御発振器
の発掘周波数が必要な混合用周波数となって同期するが
、不要なイメージ周波数成分が人力した時にに正帰還ル
ープとなり、電圧制御発振器の発振周波数が必要な混合
用周波数と框ならないで同期せず、電圧制御発振器の発
振周波数にフリーラン状態となり、必要な混合用周波数
とならない。
が入力した時には負帰還ループとなり、電圧制御発振器
の発掘周波数が必要な混合用周波数となって同期するが
、不要なイメージ周波数成分が人力した時にに正帰還ル
ープとなり、電圧制御発振器の発振周波数が必要な混合
用周波数と框ならないで同期せず、電圧制御発振器の発
振周波数にフリーラン状態となり、必要な混合用周波数
とならない。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、前述した従来技術を示す第３図と対応する
部分には同一符号をつけて示している。２に不要な受信
周波数成分を減衰させるための高周波域ＢＰＦ、７ｉ基
準周波数を発生させる基準発振器、８に中間周波数と基
準発振器７出力の周波数（位相）を比較する位相比較器
、９に周波数（位相）負帰還ループの特性を決定するロ
ーパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）、１０ＨＬＰＦ
９の出力にエフ発掘周波数が制御される電圧制御発振器
（以下、ｖＣＯという）、１６に位相比較器８とＬＰＦ
９とＶＣＯｌｏとで構成されている周波数（位相）帰還
ループである。
図において、前述した従来技術を示す第３図と対応する
部分には同一符号をつけて示している。２に不要な受信
周波数成分を減衰させるための高周波域ＢＰＦ、７ｉ基
準周波数を発生させる基準発振器、８に中間周波数と基
準発振器７出力の周波数（位相）を比較する位相比較器
、９に周波数（位相）負帰還ループの特性を決定するロ
ーパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）、１０ＨＬＰＦ
９の出力にエフ発掘周波数が制御される電圧制御発振器
（以下、ｖＣＯという）、１６に位相比較器８とＬＰＦ
９とＶＣＯｌｏとで構成されている周波数（位相）帰還
ループである。
次に動作について説明する。受信された高周波信号に高
周波増幅器１で増幅された後、不要な受信波周波数成分
を減衰させる高周波域ＢＰＦ２を通り、混合器６へ入力
される。混合器３で框高周波域ＢＰＦ２の出力とＶＣＯ
ｌｏの出力が周波数混合されて両者の差の周波数成分で
ある中間周波数信号がと９出され、中間周波域ＢＰＦ４
と中間周波増幅器５とを通り、検波器６で復調される。
周波増幅器１で増幅された後、不要な受信波周波数成分
を減衰させる高周波域ＢＰＦ２を通り、混合器６へ入力
される。混合器３で框高周波域ＢＰＦ２の出力とＶＣＯ
ｌｏの出力が周波数混合されて両者の差の周波数成分で
ある中間周波数信号がと９出され、中間周波域ＢＰＦ４
と中間周波増幅器５とを通り、検波器６で復調される。
一方、中間周波増幅器５の出力に位相比較器８において
基準発振器７の・出力と周波数（位相）が比較され、周
波数（位相）差信号が形成される。
基準発振器７の・出力と周波数（位相）が比較され、周
波数（位相）差信号が形成される。
該周波数（位相）差信号ＨＬＰＦ９に入力され、ＬＰＦ
９の出力には前記周波数（位相）差に比例（又に逆比例
）しｔ直流′１圧が現われ、この直流電圧にエリＶＣＯ
１０の発振周波数が制御される。
９の出力には前記周波数（位相）差に比例（又に逆比例
）しｔ直流′１圧が現われ、この直流電圧にエリＶＣＯ
１０の発振周波数が制御される。
ここで、中間周波数を／ｉとし、基準発振器７の出力周
波数をｆｓとすれば、帰還ループ１６が同期している時
ｔｔｌｆｉ＝ｆｓとなる。又、希望受信周波数をｆｒ、
ＶＣＯｌｏの発振周波数をｆｖとすれば、ｆｉ＝ ｌ／
ｒ−／ｖｌとなる。今、希望受信周波数ｆｒが入力され
、この時のＶＣＯ１０の発振周波数を／ｖ’とすれば、
ＬＰＦ９の出力にＴｔｌ （ｆｒ−７Ｖ’）−ｆｓ又Ｈ
（ｆｖ“−ｆｒ）−７８に比例した直流電圧が現われ、
この直流電圧に工りＶＣＯ１０の発振周波数に（ｆｒ
−／ｖ’ ）→／ｓ 、又ｕ （／ｖ’ −ｆｒ ）−
＋／ｓ となる様動作し、最後にｎ （ｆｒ −ｆｖ’
）＝／ｓ 、又７１１ （／ｖ’−／ｒ）＝ｆｓとな
り、帰還ループ１０に同期され、希望受信周波数ｆｒに
受信される。
波数をｆｓとすれば、帰還ループ１６が同期している時
ｔｔｌｆｉ＝ｆｓとなる。又、希望受信周波数をｆｒ、
ＶＣＯｌｏの発振周波数をｆｖとすれば、ｆｉ＝ ｌ／
ｒ−／ｖｌとなる。今、希望受信周波数ｆｒが入力され
、この時のＶＣＯ１０の発振周波数を／ｖ’とすれば、
ＬＰＦ９の出力にＴｔｌ （ｆｒ−７Ｖ’）−ｆｓ又Ｈ
（ｆｖ“−ｆｒ）−７８に比例した直流電圧が現われ、
この直流電圧に工りＶＣＯ１０の発振周波数に（ｆｒ
−／ｖ’ ）→／ｓ 、又ｕ （／ｖ’ −ｆｒ ）−
＋／ｓ となる様動作し、最後にｎ （ｆｒ −ｆｖ’
）＝／ｓ 、又７１１ （／ｖ’−／ｒ）＝ｆｓとな
り、帰還ループ１０に同期され、希望受信周波数ｆｒに
受信される。
一方、イメージ周波数／ｐが入力された時、この時のＶ
ＣＯｌｏの発振周波数を／Ｖ Ｉとすれば、ＬＰＦ９の
出力にＩＩ”１ （（／ｖ’−／ｐ ）−／Ｓ ）又
Ｉｔｓ−（（ｊｐ−ｆｖ” ） −ｆｓ ）に比例した
＠流電圧が現われ、この直流電圧にｘ ｒｔＶｃｏ １
０の発振周波数を制御するので、帰還ループ１６に正帰
還ループとなり、同期せず、（／ｖ’ ｊｐ ）＝＝／
ｓ、又ＴＵ （ｊｐ−ｆｖ”）＝／ｓとならず、イメー
ジ周Ｍ数ｊｐにおいて框受信されなくなる。
ＣＯｌｏの発振周波数を／Ｖ Ｉとすれば、ＬＰＦ９の
出力にＩＩ”１ （（／ｖ’−／ｐ ）−／Ｓ ）又
Ｉｔｓ−（（ｊｐ−ｆｖ” ） −ｆｓ ）に比例した
＠流電圧が現われ、この直流電圧にｘ ｒｔＶｃｏ １
０の発振周波数を制御するので、帰還ループ１６に正帰
還ループとなり、同期せず、（／ｖ’ ｊｐ ）＝＝／
ｓ、又ＴＵ （ｊｐ−ｆｖ”）＝／ｓとならず、イメー
ジ周Ｍ数ｊｐにおいて框受信されなくなる。
この時、ｖＣｏｌｏの発振周波数ａフリーラン状態で任
意の周波数となる。
意の周波数となる。
なお、上記実施例に、シングル争スーパー骨ヘテロダイ
ン方式の受信装置について説明したが、第２図示の工う
に、局部発振器と混合器とをもう１つ追加したダブル・
スーパー・ヘテロダイン方式の受信装置においても同様
の効果を奏する。第２図において、１１に第１の混合器
、１２に第２の混合器、１３ｒｒ第１の中間周波域ＢＰ
Ｆ、１４に第２の中間周波域ＢＰＦ、１５に局部発売器
である。他の同一符号に第１図と同一である。
ン方式の受信装置について説明したが、第２図示の工う
に、局部発振器と混合器とをもう１つ追加したダブル・
スーパー・ヘテロダイン方式の受信装置においても同様
の効果を奏する。第２図において、１１に第１の混合器
、１２に第２の混合器、１３ｒｒ第１の中間周波域ＢＰ
Ｆ、１４に第２の中間周波域ＢＰＦ、１５に局部発売器
である。他の同一符号に第１図と同一である。
次に、この工つな受信装置の動作について説明する０受
信された高周波信号に高周波増幅器１及び高周波域ＢＰ
ＦＺを通った後、第１の混合器１１へ入力され、ここで
高周波域ＢＰＦ２出力と■Ｃ０１０出力の差の周波数成
分である第１中間周波数信号がとり出され、第１の中間
周波域ＢＰＦ１３を通った後、第２の混合器１２へ入力
される。第２の混合器１２でに第１の中間周波域ＢＰＦ
１３出力と局部発振器１５出力の差の周波数成分である
第２中間周波数信号が取り出され、８ｇ２の中間周波域
ＢＰＦ１４を通った後、中間周波増幅器５で増幅さｎ１
検波器６で検波され、彷調出力が得られる。
信された高周波信号に高周波増幅器１及び高周波域ＢＰ
ＦＺを通った後、第１の混合器１１へ入力され、ここで
高周波域ＢＰＦ２出力と■Ｃ０１０出力の差の周波数成
分である第１中間周波数信号がとり出され、第１の中間
周波域ＢＰＦ１３を通った後、第２の混合器１２へ入力
される。第２の混合器１２でに第１の中間周波域ＢＰＦ
１３出力と局部発振器１５出力の差の周波数成分である
第２中間周波数信号が取り出され、８ｇ２の中間周波域
ＢＰＦ１４を通った後、中間周波増幅器５で増幅さｎ１
検波器６で検波され、彷調出力が得られる。
一方、位相比較器８で框中間周波増幅器５出力と基準発
揚器７出力の周波数またに位相が比較され、その出力ｉ
Ｌ Ｐ Ｆ ９ ｆｔｉ＋ｈ）＊後、ＶＣＯ１０の発振
周波数を制御する。尚、基準発振器７の出力周波数に第
２中間周波数と同一となる工う選択する。
揚器７出力の周波数またに位相が比較され、その出力ｉ
Ｌ Ｐ Ｆ ９ ｆｔｉ＋ｈ）＊後、ＶＣＯ１０の発振
周波数を制御する。尚、基準発振器７の出力周波数に第
２中間周波数と同一となる工う選択する。
以上の工うに、この発明に工ｎば、ｖＣＯを含む周波数
（位相）帰還ループの該ｖＣＯが、希望受信周波数入力
に対してば正常に高安定発振器として動作し、不要なイ
メージ周波数入力に対してにフリーラン発振器として動
作して正常に受信さｎないように構成したので、イメー
ジ周波数成分を減衰させる高周波域ＢＰＦが不要となり
、その他の不要周波数成分をｔＡＩｌ、衰させる簡単な
高周波域ＢＰＦで工く、装置を小型、かつ安価とするこ
とができ、又挿入損失が少ない為、受信感度が良好とな
る効果がある。
（位相）帰還ループの該ｖＣＯが、希望受信周波数入力
に対してば正常に高安定発振器として動作し、不要なイ
メージ周波数入力に対してにフリーラン発振器として動
作して正常に受信さｎないように構成したので、イメー
ジ周波数成分を減衰させる高周波域ＢＰＦが不要となり
、その他の不要周波数成分をｔＡＩｌ、衰させる簡単な
高周波域ＢＰＦで工く、装置を小型、かつ安価とするこ
とができ、又挿入損失が少ない為、受信感度が良好とな
る効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による受信装置を示すブロ
ック図、第２図にこの発明の他の実施例を示すブロック
図、第３図に従来の受信装置を示、すブロック図である
。 １に高周波増幅器、２に高周波域ＢＰＦ、３μ混合器、
４に中間周波域ＢＰＦ、５に中間周波増幅器、６に検波
器、７に基準発掘器、８に位相比較器、９［ＬＰＦ、１
０ｒｃＶＣ０，１１，１２Ｈ第１．第２の混合器、１３
．１４框＠１．＠２の中間周波域ＢＰＦ、１５ｒｃ局部
発振器、１６に周波数（位相）帰還ループ。 なお、図中、同一符号に同一、父に相当部分を示す。
ック図、第２図にこの発明の他の実施例を示すブロック
図、第３図に従来の受信装置を示、すブロック図である
。 １に高周波増幅器、２に高周波域ＢＰＦ、３μ混合器、
４に中間周波域ＢＰＦ、５に中間周波増幅器、６に検波
器、７に基準発掘器、８に位相比較器、９［ＬＰＦ、１
０ｒｃＶＣ０，１１，１２Ｈ第１．第２の混合器、１３
．１４框＠１．＠２の中間周波域ＢＰＦ、１５ｒｃ局部
発振器、１６に周波数（位相）帰還ループ。 なお、図中、同一符号に同一、父に相当部分を示す。
Claims (1)
- 受信された高周波信号を増幅する高周波増幅器と、前
記高周波増幅器で増幅された前記高周波信号の中から不
要周波数成分を減衰させる高周波域バンドパスフイルタ
と、前記高周波域バンドパスフィルタの出力と該出力と
は周波数の異なる混合用出力とを混合して中間周波数信
号を形成する混合器と、前記中間周波数信号の中から希
望する中間周波数成分のみを通過させる中間周波域バン
ドパスフィルタと、前記中間周波域バンドパスフィルタ
を通過した前記中間周波成分を増幅する中間周波増幅器
と、前記中間周波増幅器の出力を検波する検波器とを備
えた受信装置において、前記中間周波増幅器から出力さ
れた中間周波成分の中間周波数と基準周波数との周波数
又は位相を比較して周波数又は位相差信号を出力する位
相比較器と、前記周波数又は位相差信号を入力信号とし
て該周波数又は位相差信号に比例又は逆比例した直流電
圧を得るローパスフィルタと、前記ローパスフィルタか
らの前記直流電圧で発振周波数が制御されて前記混合用
出力を形成して前記混合器に与える電圧制御発振器とか
らなる周波数又は位相帰還ループを設けたことを特徴と
する受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15832687A JPS642423A (en) | 1987-06-25 | 1987-06-25 | Receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15832687A JPS642423A (en) | 1987-06-25 | 1987-06-25 | Receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH012423A true JPH012423A (ja) | 1989-01-06 |
| JPS642423A JPS642423A (en) | 1989-01-06 |
Family
ID=15669195
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15832687A Pending JPS642423A (en) | 1987-06-25 | 1987-06-25 | Receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS642423A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0734845B2 (ja) * | 1990-11-30 | 1995-04-19 | 正勝 平岡 | 排ガス浄化用濾材 |
| US5575001A (en) * | 1995-06-07 | 1996-11-12 | Hwa Lin Electronic Co., Ltd. | Direct broadcasting satellite tuner with a negative feedback and image compression circuit |
-
1987
- 1987-06-25 JP JP15832687A patent/JPS642423A/ja active Pending
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