JPH01260904A - 歪補償器 - Google Patents
歪補償器Info
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- JPH01260904A JPH01260904A JP8878788A JP8878788A JPH01260904A JP H01260904 A JPH01260904 A JP H01260904A JP 8878788 A JP8878788 A JP 8878788A JP 8878788 A JP8878788 A JP 8878788A JP H01260904 A JPH01260904 A JP H01260904A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔］既要〕
マイクロ波大電力増幅器の前段に置かれるマイクロ波帯
の歪補償器に関し、 歪補償器の出力の歪信号にマイクロ波信号入力の成分が
含まれないようにする移相器の調整を自動化することを
目的とし、 マイクロ波信号入力を２分岐する分岐型ハイブリッドと
、分岐した２系列の信号間の正しい位相差９０°からの
位相誤差を補正する移相器と入力信号を非整形増幅し歪
信号を発生するマイクロ波増幅器とレベル調整の減衰器
と、両系列の正しい出力を入力して入力のマイクロ波は
互に打ら消され歪信号のみ出力する出力側ハイブリッド
と、その終端端子に現れるマイクロ波信号のレベルに応
じて制御信号Ｃを発生する制御信号発生器を具え、その
制御信号Ｃにより移相器を制御して移相器が付与する位
相推移が出力側ハイブリッドの終端端子の出力レベルが
最大となるように構成される。
の歪補償器に関し、 歪補償器の出力の歪信号にマイクロ波信号入力の成分が
含まれないようにする移相器の調整を自動化することを
目的とし、 マイクロ波信号入力を２分岐する分岐型ハイブリッドと
、分岐した２系列の信号間の正しい位相差９０°からの
位相誤差を補正する移相器と入力信号を非整形増幅し歪
信号を発生するマイクロ波増幅器とレベル調整の減衰器
と、両系列の正しい出力を入力して入力のマイクロ波は
互に打ら消され歪信号のみ出力する出力側ハイブリッド
と、その終端端子に現れるマイクロ波信号のレベルに応
じて制御信号Ｃを発生する制御信号発生器を具え、その
制御信号Ｃにより移相器を制御して移相器が付与する位
相推移が出力側ハイブリッドの終端端子の出力レベルが
最大となるように構成される。
本発明は変調され側帯波をもったマイクロ波信号の大電
力増幅器の振幅歪改善のためその前段に置かれる歪補償
器に係り、特にマイクロ波信号入力を分岐型ハイブリッ
ドにより２系列に分岐し、一方は補償用の歪イＳ号発生
のマイクロ波信号増幅器と減衰器に通し、他方は位相誤
差補正用の移相器を通過させたあと再び分岐型バイブリ
フトにより合成して補償用の歪１３号のみを出力するマ
イクロ波帯の歪補償器に関する。
力増幅器の振幅歪改善のためその前段に置かれる歪補償
器に係り、特にマイクロ波信号入力を分岐型ハイブリッ
ドにより２系列に分岐し、一方は補償用の歪イＳ号発生
のマイクロ波信号増幅器と減衰器に通し、他方は位相誤
差補正用の移相器を通過させたあと再び分岐型バイブリ
フトにより合成して補償用の歪１３号のみを出力するマ
イクロ波帯の歪補償器に関する。
上記のマイクロ波帯の歪補償器は、従来、第３図のブロ
ック図に示す如く、変調され搬送周波数波と側帯波をも
ったマイクロ波信号入力Ｓｉｎを、入力端ｔ２を抵抗Ｒ
１により終端した分岐型のハイブリッド１０Δの入力端
Ｅ１に入力し、その出力に振幅が略１／２で等しく、位
相が互に９０°の位相差をもつ２つのマイクロ波信号Ｓ
ｌ、Ｓ２に２分岐し、その一方Ｓ１は移相器１１Ａでそ
の２系列の信号の間の正規の位相差９０°からの誤差を
調整してＳ１出力として、他方Ｓ２はマイクロ波増幅器
２１八で非直線増幅して混変調による歪信号を発生しそ
の出力レベルを可変減衰器２２Ａで調整したＳ２出力と
して出力用の分岐型のハイブリッド２〇八へ送出される
。そして出力用のハイブリッド２〇八では、等振幅で正
しい位相差９０°の２系列のＳｔ比出力８２出力とを大
々、入力端ｔｉ、ｔ２に入力して合成し、出力端Ｌ３か
ら、マイクロ波信号入力Ｓｉｎの成分は逆相合成され互
に打ち消されて無くなり、マイクロ波増幅器２Ｌ Ａで
発生した歪信号のみが出力信号Ｓｏｕ ｔとして出力さ
れる。そしてこの出力ＱＮ ｔ ３から出力される出力
信号Ｓｏｕ ｔである歪信号が、図示しない次段のマイ
クロ波大電力増幅器に印加されその歪を補償する構成に
なっている。そして、出力用のハイブリッド２〇へのも
う一つの出力端ｔ４は抵抗Ｒ２で終端され、入力端ｔＬ
ｔ２に入力される２系列のＳ１出力とＳ２出力の位相差
が正規の位相差９０°に保たれておれば出力端ｔ４には
何も現れない。
ック図に示す如く、変調され搬送周波数波と側帯波をも
ったマイクロ波信号入力Ｓｉｎを、入力端ｔ２を抵抗Ｒ
１により終端した分岐型のハイブリッド１０Δの入力端
Ｅ１に入力し、その出力に振幅が略１／２で等しく、位
相が互に９０°の位相差をもつ２つのマイクロ波信号Ｓ
ｌ、Ｓ２に２分岐し、その一方Ｓ１は移相器１１Ａでそ
の２系列の信号の間の正規の位相差９０°からの誤差を
調整してＳ１出力として、他方Ｓ２はマイクロ波増幅器
２１八で非直線増幅して混変調による歪信号を発生しそ
の出力レベルを可変減衰器２２Ａで調整したＳ２出力と
して出力用の分岐型のハイブリッド２〇八へ送出される
。そして出力用のハイブリッド２〇八では、等振幅で正
しい位相差９０°の２系列のＳｔ比出力８２出力とを大
々、入力端ｔｉ、ｔ２に入力して合成し、出力端Ｌ３か
ら、マイクロ波信号入力Ｓｉｎの成分は逆相合成され互
に打ち消されて無くなり、マイクロ波増幅器２Ｌ Ａで
発生した歪信号のみが出力信号Ｓｏｕ ｔとして出力さ
れる。そしてこの出力ＱＮ ｔ ３から出力される出力
信号Ｓｏｕ ｔである歪信号が、図示しない次段のマイ
クロ波大電力増幅器に印加されその歪を補償する構成に
なっている。そして、出力用のハイブリッド２〇へのも
う一つの出力端ｔ４は抵抗Ｒ２で終端され、入力端ｔＬ
ｔ２に入力される２系列のＳ１出力とＳ２出力の位相差
が正規の位相差９０°に保たれておれば出力端ｔ４には
何も現れない。
入力側のバイブリソじＩＯＡでマイクロ波信号入力Ｓｉ
ｎを２分岐した２系列のマイクロ波信号Ｓｌ。
ｎを２分岐した２系列のマイクロ波信号Ｓｌ。
Ｓ２が、出力側のバイブリソＦ２０Ａの入力端Ｌ１．ｔ
２において正規の位相差９０°が保てず位相誤差εをも
つと、出力側ハイブリッド２〇への出力端ｔ３における
マイクロ波信号Ｓｌ、Ｓ２の打消しが不十分となり、該
出力端子Ｌ３から出力される歪信号Ｓｏｕ ｔにマイク
ロ波信号入力Ｓｉｎの成分が含まれて出力されてしまい
後段のマイクし１波人電力増幅器の歪補償がうまく行わ
れない。これを避けるため、出力側のハイブリッド２０
Ａの入力端ｔＬｔ２における２系列のマイクロ波信号Ｓ
ｔ出力とＳ２出力に、正規の位相差９０°からの位相誤
差εが出ないように移相器１１Δを入念に調整する必要
があり、従来は、この移相器１１Ａの調整を出力側のハ
イブリッド２ＯＡの出力端子ｔ３の出力信号を、スペク
トル分析器などで観測して、該マイクロ波信号Ｓｉｎの
成分のレベルが最小になるように移相器１１Ａの移相器
を変え、必要に応じて入力側のハイブリッドＩＯＡと出
力側のハイブリッド２ＯＡの間のマイクロ波の伝送線路
の導体パターン長を変えるなど手動でＬｉ２整しＣいた
。 そのため移相器１１Ａの調整に手間と時間が掛り製
造コストが高くなるという問題があった。
２において正規の位相差９０°が保てず位相誤差εをも
つと、出力側ハイブリッド２〇への出力端ｔ３における
マイクロ波信号Ｓｌ、Ｓ２の打消しが不十分となり、該
出力端子Ｌ３から出力される歪信号Ｓｏｕ ｔにマイク
ロ波信号入力Ｓｉｎの成分が含まれて出力されてしまい
後段のマイクし１波人電力増幅器の歪補償がうまく行わ
れない。これを避けるため、出力側のハイブリッド２０
Ａの入力端ｔＬｔ２における２系列のマイクロ波信号Ｓ
ｔ出力とＳ２出力に、正規の位相差９０°からの位相誤
差εが出ないように移相器１１Δを入念に調整する必要
があり、従来は、この移相器１１Ａの調整を出力側のハ
イブリッド２ＯＡの出力端子ｔ３の出力信号を、スペク
トル分析器などで観測して、該マイクロ波信号Ｓｉｎの
成分のレベルが最小になるように移相器１１Ａの移相器
を変え、必要に応じて入力側のハイブリッドＩＯＡと出
力側のハイブリッド２ＯＡの間のマイクロ波の伝送線路
の導体パターン長を変えるなど手動でＬｉ２整しＣいた
。 そのため移相器１１Ａの調整に手間と時間が掛り製
造コストが高くなるという問題があった。
本発明はこの問題を解決するため移相器１１Ａの調整を
自動化したマイクロ波帯の歪補償器を提供することを課
題とする。
自動化したマイクロ波帯の歪補償器を提供することを課
題とする。
この課題は、第１図において、歪補償器の入力側のハイ
ブリッド１０で分岐した２系列のマイクロ波信号Ｓ１、
Ｓ２の、出力側のハイブリッド２０の入力端ｔｌ、ｔ２
における位相差が、正しい位相差９０°からの誤差εが
最小となり、出力側のハイブリ・ラド２０の出力端子ｔ
３における無用のマイクロ波信号入力Ｓｉｎの成分レベ
ルが最小になる時は、出力側のハイブリッド２０の終端
端子ｔ４におけるマイクロ波信号Ｓｉｎのレベルが最大
になることに着目して、出力側のハイブリッド２０の終
端端子ｔ４の出力レベルに応じて制御信号Ｃを発生し、
該制御信号Ｃにより移相器１１の移相量を自動的に制御
し、該移相器１１の旬与する移相量が出力側ハイブリッ
ド２０の′４′！：端端子ｔ４の出力レベルが最大とな
るように付与されることを特徴とした本発明によって解
決される。
ブリッド１０で分岐した２系列のマイクロ波信号Ｓ１、
Ｓ２の、出力側のハイブリッド２０の入力端ｔｌ、ｔ２
における位相差が、正しい位相差９０°からの誤差εが
最小となり、出力側のハイブリ・ラド２０の出力端子ｔ
３における無用のマイクロ波信号入力Ｓｉｎの成分レベ
ルが最小になる時は、出力側のハイブリッド２０の終端
端子ｔ４におけるマイクロ波信号Ｓｉｎのレベルが最大
になることに着目して、出力側のハイブリッド２０の終
端端子ｔ４の出力レベルに応じて制御信号Ｃを発生し、
該制御信号Ｃにより移相器１１の移相量を自動的に制御
し、該移相器１１の旬与する移相量が出力側ハイブリッ
ド２０の′４′！：端端子ｔ４の出力レベルが最大とな
るように付与されることを特徴とした本発明によって解
決される。
本発明の歪補償器の構成を示す第１図の原理図において
、 ＩＯは、変調され側帯波をもったマイクロ波信号Ｓｉｎ
を入力して位相差９０°で同一レベルの２つの系列のマ
イクロ波信号Ｓ１、Ｓ２に分岐し出力する入力側のハイ
ブリッド、 １１は、ハイブリッド１０の出力の一方の第１系列のマ
イクロ波信号Ｓ１の位相を制御信号Ｃにより推移させ他
方のマイクロ波信号Ｓ２の出力信号５２１ｃとの正規の
位相差９０°からの位相誤差εの無いマイクロ波信号５
ｌｌｃを出力する移相器、２１は、入力側のハイブリッ
ド１０の出力の他方の第２系列のマイクロ波（３号Ｓ２
を非直線増幅して歪を発生し、歪を持ったマイクロ波信
号Ｓ２１を出力するマイクロ波増幅器、 ２２は、マイクロ波増幅器２１の出力信号５２１のレベ
ルを調整して移相器１１の出力信号５ｌｌｃのレベルと
等しいレベルのマイクロ波信号５２１ｃを出力する減衰
器、 ２０は、移相器１１の出力の第１系列の出力のマイクロ
波信号５ｌｌｃと、減衰器２２の出力の第２系列の出力
のマイクし１波信号５２１ｃとを入力端子ＬＬｔ２に入
力して合成し、その出力端子む３から逆相合成して得ら
れるｉ；１記マイクロ波増幅器２１の発生した歪信号分
Ｓｏｕ ｔを出力し、その終端昂１子ｔ４から同和合成
して得られるマイクロ波信号Ｓｃを出力する出力側のハ
イブリッド、 ３０は、ハイブリッド２０の終端端子ｔ４から出力され
るマイクロ波信号Ｓｃのレベルに応じて制御信号Ｃを発
生する制御信号発生部である。
、 ＩＯは、変調され側帯波をもったマイクロ波信号Ｓｉｎ
を入力して位相差９０°で同一レベルの２つの系列のマ
イクロ波信号Ｓ１、Ｓ２に分岐し出力する入力側のハイ
ブリッド、 １１は、ハイブリッド１０の出力の一方の第１系列のマ
イクロ波信号Ｓ１の位相を制御信号Ｃにより推移させ他
方のマイクロ波信号Ｓ２の出力信号５２１ｃとの正規の
位相差９０°からの位相誤差εの無いマイクロ波信号５
ｌｌｃを出力する移相器、２１は、入力側のハイブリッ
ド１０の出力の他方の第２系列のマイクロ波（３号Ｓ２
を非直線増幅して歪を発生し、歪を持ったマイクロ波信
号Ｓ２１を出力するマイクロ波増幅器、 ２２は、マイクロ波増幅器２１の出力信号５２１のレベ
ルを調整して移相器１１の出力信号５ｌｌｃのレベルと
等しいレベルのマイクロ波信号５２１ｃを出力する減衰
器、 ２０は、移相器１１の出力の第１系列の出力のマイクロ
波信号５ｌｌｃと、減衰器２２の出力の第２系列の出力
のマイクし１波信号５２１ｃとを入力端子ＬＬｔ２に入
力して合成し、その出力端子む３から逆相合成して得ら
れるｉ；１記マイクロ波増幅器２１の発生した歪信号分
Ｓｏｕ ｔを出力し、その終端昂１子ｔ４から同和合成
して得られるマイクロ波信号Ｓｃを出力する出力側のハ
イブリッド、 ３０は、ハイブリッド２０の終端端子ｔ４から出力され
るマイクロ波信号Ｓｃのレベルに応じて制御信号Ｃを発
生する制御信号発生部である。
そして制御信号発生部３０の発生した制御信号Ｃで前記
移相器＠ｌの位相推移を制御して、該移相器１１の付与
する位相推移が前記出力側のハイブリッド２０の終端端
子ｔ３に現れるマイクロ波信号Ｓｃの出力レベルが最大
となるように構成される。
移相器＠ｌの位相推移を制御して、該移相器１１の付与
する位相推移が前記出力側のハイブリッド２０の終端端
子ｔ３に現れるマイクロ波信号Ｓｃの出力レベルが最大
となるように構成される。
入力側のハイブリッド１０は、変調され側帯波をもつマ
イクロ波信号Ｓｉｎを入力して、位相差９０゜で同一レ
ベルの２つの系列のマ・イクロ波信号Ｓｌ、Ｓ２に分岐
してその第１系列の信号Ｓ１は移相器１１へ第２系列の
信号Ｓ２はマイクロ波増幅器２１へ出力する。
イクロ波信号Ｓｉｎを入力して、位相差９０゜で同一レ
ベルの２つの系列のマ・イクロ波信号Ｓｌ、Ｓ２に分岐
してその第１系列の信号Ｓ１は移相器１１へ第２系列の
信号Ｓ２はマイクロ波増幅器２１へ出力する。
移相器１１は、入力側のハイブリッド１０の出力の第１
系列のマイクロ波信号Ｓ１の位相を制御信号Ｃにより推
移させ、減衰器２２の出力信号５２１ｃの位相との正規
の位相差９０°からの位相誤差εの無いマイクロ波信号
５ｌｌｃを出力側のハイブリッド２０へ出力する。
系列のマイクロ波信号Ｓ１の位相を制御信号Ｃにより推
移させ、減衰器２２の出力信号５２１ｃの位相との正規
の位相差９０°からの位相誤差εの無いマイクロ波信号
５ｌｌｃを出力側のハイブリッド２０へ出力する。
マイクロ波増幅器２１は、入力側のハイブリッド１０の
出力の第２系列のマイクロ波信号ｓ２を非直線増幅して
歪信号を併せ発生し、歪をもつマイクロ波信号Ｓ２１を
減衰器２２へ出力し、減衰器２２は、マイクロ波増幅器
２１の出力信号５２１のレベルを調節して前記の移相器
１１の出力信号５ｌｌｃのレベルに等シイレベルのマイ
クロ波信号５２１ｃとして出力側のハイブリッド２０へ
出力する。
出力の第２系列のマイクロ波信号ｓ２を非直線増幅して
歪信号を併せ発生し、歪をもつマイクロ波信号Ｓ２１を
減衰器２２へ出力し、減衰器２２は、マイクロ波増幅器
２１の出力信号５２１のレベルを調節して前記の移相器
１１の出力信号５ｌｌｃのレベルに等シイレベルのマイ
クロ波信号５２１ｃとして出力側のハイブリッド２０へ
出力する。
出力側のハイブリッド２０は、減衰器２２がらのマイク
ロ波信号５２１ｃと、移相器１１がらのマイクｌ：１波
信号５ｌｌｃとをその入力端ｔｌ、ｔ２に入力して合成
しその出力端Ｌ３から逆相合成した歪信号分Ｓｏｕ ｔ
を本発明の歪補償器の出力とする。又、その同相合成さ
れたマイクロ波信号Ｓｃを終端端子ｔ４がら出力して制
御信号発生部３０へ送出する。
ロ波信号５２１ｃと、移相器１１がらのマイクｌ：１波
信号５ｌｌｃとをその入力端ｔｌ、ｔ２に入力して合成
しその出力端Ｌ３から逆相合成した歪信号分Ｓｏｕ ｔ
を本発明の歪補償器の出力とする。又、その同相合成さ
れたマイクロ波信号Ｓｃを終端端子ｔ４がら出力して制
御信号発生部３０へ送出する。
制御信号発生部３０は、出力側のハイブリッド２゜の終
端端子ｔ４から出力されたマイクロ波信号Ｓｃのレベル
に応じて制御信号Ｃを発生して該レベルが最大レベルの
時の制御信号Ｃｏで前記移相器１１の移相量を２系列の
出力のマイクロ波信号５ｌｌｃとマイクロ波信号５２１
ｃの位相誤差を無くすように制御する。 本発明の歪補
償器は、上記の如く、制御信号発生部３０が、ハイブリ
ッド２０の終端端子ｔ４から出力されるマイクロ波信号
Ｓｃが最大レベルとなる時の制御信号Ｃｏで移相器１１
を制御して入力信号Ｓ１に位相推移を付与し出力側のハ
イブリッド２０の入力端子ｔｌ、ｔ２における２系列の
マイクロ波信号５１１ｃとマイクロ波信号５２１ｃの位
相誤差εが無くなるようにするので、その時、ハイブリ
ッド２０の出力端子ｔ３の出力する本発明の歪補償器の
歪信号出力に含まれるマイクロ波信号入力Ｓｉｎの成分
が最小レベルとなり、最適の位相調整が自動的に行われ
て問題が解決される。
端端子ｔ４から出力されたマイクロ波信号Ｓｃのレベル
に応じて制御信号Ｃを発生して該レベルが最大レベルの
時の制御信号Ｃｏで前記移相器１１の移相量を２系列の
出力のマイクロ波信号５ｌｌｃとマイクロ波信号５２１
ｃの位相誤差を無くすように制御する。 本発明の歪補
償器は、上記の如く、制御信号発生部３０が、ハイブリ
ッド２０の終端端子ｔ４から出力されるマイクロ波信号
Ｓｃが最大レベルとなる時の制御信号Ｃｏで移相器１１
を制御して入力信号Ｓ１に位相推移を付与し出力側のハ
イブリッド２０の入力端子ｔｌ、ｔ２における２系列の
マイクロ波信号５１１ｃとマイクロ波信号５２１ｃの位
相誤差εが無くなるようにするので、その時、ハイブリ
ッド２０の出力端子ｔ３の出力する本発明の歪補償器の
歪信号出力に含まれるマイクロ波信号入力Ｓｉｎの成分
が最小レベルとなり、最適の位相調整が自動的に行われ
て問題が解決される。
ずブロック図である。
第２図において、入力側のハイブリッド１０はマイクロ
ストリップライン等の分岐線路型ハイブリッドで構成さ
れ入力端Ｌ２はダミ抵抗Ｒ１で終端され、入力信号とし
て例えば直交振幅変調ＱＡＨされたマイクロ波信号を入
力端ｔ１に入力して出力端ｔ３． ｔ４から位相差９０
°で同一レベルの２系列のマイクロ波信号Ｓ１、Ｓ２を
出力し、その一方の第１系列の信号Ｓｌは移相２″５１
１へ出力し、他方の第２系列の信号Ｓ２はマイクロ波増
幅器２１へ出力する。
ストリップライン等の分岐線路型ハイブリッドで構成さ
れ入力端Ｌ２はダミ抵抗Ｒ１で終端され、入力信号とし
て例えば直交振幅変調ＱＡＨされたマイクロ波信号を入
力端ｔ１に入力して出力端ｔ３． ｔ４から位相差９０
°で同一レベルの２系列のマイクロ波信号Ｓ１、Ｓ２を
出力し、その一方の第１系列の信号Ｓｌは移相２″５１
１へ出力し、他方の第２系列の信号Ｓ２はマイクロ波増
幅器２１へ出力する。
移相器１１は、例えば一定の位相ステップをスイッチに
よって順次切替えながら移相するディジタル型で構成さ
れ、制御信号発生部３０の発生する制御信号Ｃにより動
作して、ハイブリッド１０の出力の第１系列のマイクロ
波信号Ｓ１の位相を推移させ、後記の第２系列の減衰器
２２の出力信号５２１ｃの位相との正しい位相差９０“
と誤差εの無いマイクロ波信号５ｌｌｃを出力する。
よって順次切替えながら移相するディジタル型で構成さ
れ、制御信号発生部３０の発生する制御信号Ｃにより動
作して、ハイブリッド１０の出力の第１系列のマイクロ
波信号Ｓ１の位相を推移させ、後記の第２系列の減衰器
２２の出力信号５２１ｃの位相との正しい位相差９０“
と誤差εの無いマイクロ波信号５ｌｌｃを出力する。
マイクロ波増幅器２１は、例えば、マイクロ波のＧａＡ
ｓ ＰＥＴ素子とマイクロストリップライン等で構成さ
れ非直線増幅するように直流バイアスが選定され、ハイ
ブリッド１０の出力の第２系列のマイクロ波信号Ｓ２を
非直線増幅して入力のマイクロ波信号Ｓ２を増幅すると
同時に混変調による３次、５次の歪信号を併せ発生し、
該歪信号を併せ持ったマイクロ波信号５２１を減衰器２
２へ出力する。減衰器２２は半固定の可変抵抗減衰器で
構成され、マイクロ波信号増幅２Ｓ２１からの１８号Ｓ
２１のレベルを調節して前記の移相器１１の出力信号５
ｌｌｃのレベルに等しいレベルのマイクロ波１３号５２
１ｃとする。
ｓ ＰＥＴ素子とマイクロストリップライン等で構成さ
れ非直線増幅するように直流バイアスが選定され、ハイ
ブリッド１０の出力の第２系列のマイクロ波信号Ｓ２を
非直線増幅して入力のマイクロ波信号Ｓ２を増幅すると
同時に混変調による３次、５次の歪信号を併せ発生し、
該歪信号を併せ持ったマイクロ波信号５２１を減衰器２
２へ出力する。減衰器２２は半固定の可変抵抗減衰器で
構成され、マイクロ波信号増幅２Ｓ２１からの１８号Ｓ
２１のレベルを調節して前記の移相器１１の出力信号５
ｌｌｃのレベルに等しいレベルのマイクロ波１３号５２
１ｃとする。
出力側のハイブリッド２０は、入力側のハイブリッド１
０と同じ分岐線路型のハイブリッドであるが、その終端
端子ｔ４は、その一端がダミ抵抗Ｒ２で終端されたＹ形
す−キュレータＹｌに接続される。そして、第１系列の
移相器１１の出力のマイクロ波信号５ｌｌｃと第２系列
の減衰器２２の出力のマイクロ波信号５２１ｃを該ハイ
ブリッド２０の入力端子ｔｌ、ｔ２に同一レベルで且つ
正しい位相差９０“で入力して合成し、その出力端子Ｌ
３から逆相合成された前記歪信号分を出力して本発明の
歪補償器の歪イδ号出力Ｓ。
０と同じ分岐線路型のハイブリッドであるが、その終端
端子ｔ４は、その一端がダミ抵抗Ｒ２で終端されたＹ形
す−キュレータＹｌに接続される。そして、第１系列の
移相器１１の出力のマイクロ波信号５ｌｌｃと第２系列
の減衰器２２の出力のマイクロ波信号５２１ｃを該ハイ
ブリッド２０の入力端子ｔｌ、ｔ２に同一レベルで且つ
正しい位相差９０“で入力して合成し、その出力端子Ｌ
３から逆相合成された前記歪信号分を出力して本発明の
歪補償器の歪イδ号出力Ｓ。
ｕｔとする。又、ハイブリッド２０の入力端Ｅｌ、ｔ２
に正しい位相差９０°で入力されず位相誤差εを持って
入力される場合は、終端端子ｔ４に入力のマイクロ波信
号Ｓｉｎの成分Ｓｃが現れ、Ｙ形す−キュレータＹ１の
入力端に入力される。そしてＹ形す−キュレータｙ１の
出力端からそのマイクロ波信号Ｓｃを出力して制御信号
発生部３０へ送出する。
に正しい位相差９０°で入力されず位相誤差εを持って
入力される場合は、終端端子ｔ４に入力のマイクロ波信
号Ｓｉｎの成分Ｓｃが現れ、Ｙ形す−キュレータＹ１の
入力端に入力される。そしてＹ形す−キュレータｙ１の
出力端からそのマイクロ波信号Ｓｃを出力して制御信号
発生部３０へ送出する。
制御信号発生部３０は、検波器３１と制御部３２で構成
され、検波器３１は、ハイブリッド２０の終端端子Ｌ４
からＹ形す−キュレータＹ１を介して出力されたマイク
ロ波信号Ｓｃを検波し、制御部３２が検波器３１の検波
出力レベルに比例した制御信号Ｃを発生して該検波出力
レベルが最大レベルの時の制御信号Ｃｏで前記移相器２
１を制御する。そしてハイブリッドＩＯの出力端ｔ３か
らの第１系列のマイクロ波信号Ｓ１に位相推移を付与し
、ハイブリッド２ｏの入力端ｔ１．ｔ２に入力する第１
系列のマイクロ波信号Ｓｌ ｌｃと第２系列のマイクロ
波信号５２１ｃの位相誤差εが無くなるようにする。
され、検波器３１は、ハイブリッド２０の終端端子Ｌ４
からＹ形す−キュレータＹ１を介して出力されたマイク
ロ波信号Ｓｃを検波し、制御部３２が検波器３１の検波
出力レベルに比例した制御信号Ｃを発生して該検波出力
レベルが最大レベルの時の制御信号Ｃｏで前記移相器２
１を制御する。そしてハイブリッドＩＯの出力端ｔ３か
らの第１系列のマイクロ波信号Ｓ１に位相推移を付与し
、ハイブリッド２ｏの入力端ｔ１．ｔ２に入力する第１
系列のマイクロ波信号Ｓｌ ｌｃと第２系列のマイクロ
波信号５２１ｃの位相誤差εが無くなるようにする。
第２図の本発明の実施例の歪補償器は、上記の如く、制
御信号発生部３ｏの検波器３１が、ハイブリッド２０の
終端端子ｔ４から出力されたマイクロ波信号Ｓｃの最大
レベルを検波した時に制御部３２が出力する制御信号Ｃ
ｏで移相器１１を制御して、ハイブリッド２０に入力す
る２系列のマイクロ波信号５ｌｌｃとマイクロ波信号５
２１ｃとの正しい位相差９０”からの誤差εを雰にする
ように動作するので、出力側のハイブリッド２０の出力
端子ｔ３から出力される本発明の歪補償器の出力の歪信
号Ｓｏｕ ｔに含まれるマイクロ波信号入力Ｓｉｎの成
分は最小となり、最適の位相調整が自動的に行われるの
で問題が無い。
御信号発生部３ｏの検波器３１が、ハイブリッド２０の
終端端子ｔ４から出力されたマイクロ波信号Ｓｃの最大
レベルを検波した時に制御部３２が出力する制御信号Ｃ
ｏで移相器１１を制御して、ハイブリッド２０に入力す
る２系列のマイクロ波信号５ｌｌｃとマイクロ波信号５
２１ｃとの正しい位相差９０”からの誤差εを雰にする
ように動作するので、出力側のハイブリッド２０の出力
端子ｔ３から出力される本発明の歪補償器の出力の歪信
号Ｓｏｕ ｔに含まれるマイクロ波信号入力Ｓｉｎの成
分は最小となり、最適の位相調整が自動的に行われるの
で問題が無い。
以上説明した如く、本発明の歪補償器は、その出力の歪
信号における入力信号の含有■を最小とする移相器の最
適調整が自動的に行われることになるので、歪補償器の
製造コストを低減するとともに、この歪補償器が非直線
性の不可避の大電力のマイクロ波電力増幅器の前段に置
かれて使用されることを考えれば、その内部の歪発生器
であるマイクロ波増幅器の歪発生量が入力信号のレベル
変化等で変化しても、出力信号として不要な入力信号成
分の含有量が自動的に最小に保たれるので無線装置の運
用保守を容易にする効果も得られる。
信号における入力信号の含有■を最小とする移相器の最
適調整が自動的に行われることになるので、歪補償器の
製造コストを低減するとともに、この歪補償器が非直線
性の不可避の大電力のマイクロ波電力増幅器の前段に置
かれて使用されることを考えれば、その内部の歪発生器
であるマイクロ波増幅器の歪発生量が入力信号のレベル
変化等で変化しても、出力信号として不要な入力信号成
分の含有量が自動的に最小に保たれるので無線装置の運
用保守を容易にする効果も得られる。
第１図は本発明のマイクロ波歪補償器の構成を示す原理
図、 第２図は本発明の実施例のマイクロ波歪補償器の構成を
示すブロック図、 第３図は従来のマイクｔ、７波歪補償器のブロック図で
ある。 図において、 ｔｏ、２０はハイブリッド、 １１は移相器、 ２１はマイクロ波増幅器、 ２２は減衰器、 ３０は制御信号発生部、 ３１は検波器、 ３２は制御部である。
図、 第２図は本発明の実施例のマイクロ波歪補償器の構成を
示すブロック図、 第３図は従来のマイクｔ、７波歪補償器のブロック図で
ある。 図において、 ｔｏ、２０はハイブリッド、 １１は移相器、 ２１はマイクロ波増幅器、 ２２は減衰器、 ３０は制御信号発生部、 ３１は検波器、 ３２は制御部である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 マイクロ波信号（Ｓｉｎ）を入力し２分岐して出力する
入力側のハイブリッド（１０）と、該ハイブリッド（１
０）で分岐された２系列のマイクロ波信号（Ｓ１、Ｓ２
）の間の正規の位相差９０゜からの位相誤差εを補正す
る移相器（１１）と、分岐した入力信号（Ｓ２）を増幅
し歪信号を発生するマイクロ波増幅器（２１）と、その
出力レベルを調整する減衰器（２２）と、位相誤差εを
補正しレベルを調整した２系列の信号（Ｓ１、Ｓ２）を
入力して入力信号（Ｓｉｎ）の成分は互に打ち消され、
発生した歪信号のみ出力端子（ｔ３）より出力する出力
側のハイブリッド（２０）からなる歪補償器において、 該出力側のハイブリッド（２０）の終端用の出力端子（
ｔ４）に現れる信号レベル（Ｓｃ）に応じて制御信号Ｃ
を発生する制御信号発生部（３０）を具え、該制御信号
発生部（３０）の発生した制御信号Ｃを前記移相器（１
１）に入力して該移相器（１１）がマイクロ波入力信号
（Ｓ１）に付与する位相誤差補正用の位相推移が、前記
出力側のハイブリッド（２０）の終端用の出力端子（ｔ
４）に現れる信号レベルが最大となるように付与される
ことを特徴とした歪補償器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8878788A JPH01260904A (ja) | 1988-04-11 | 1988-04-11 | 歪補償器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8878788A JPH01260904A (ja) | 1988-04-11 | 1988-04-11 | 歪補償器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01260904A true JPH01260904A (ja) | 1989-10-18 |
Family
ID=13952554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8878788A Pending JPH01260904A (ja) | 1988-04-11 | 1988-04-11 | 歪補償器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01260904A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7212584B2 (en) | 2002-08-05 | 2007-05-01 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Distortion compensator |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55107308A (en) * | 1979-02-13 | 1980-08-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Nonlinear compensation system of automatic following type |
| JPS5685909A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Automatic following type nonlinear compensation system |
| JPS63232530A (ja) * | 1987-03-19 | 1988-09-28 | Fujitsu Ltd | 増幅歪補償制御方式 |
-
1988
- 1988-04-11 JP JP8878788A patent/JPH01260904A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55107308A (en) * | 1979-02-13 | 1980-08-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Nonlinear compensation system of automatic following type |
| JPS5685909A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Automatic following type nonlinear compensation system |
| JPS63232530A (ja) * | 1987-03-19 | 1988-09-28 | Fujitsu Ltd | 増幅歪補償制御方式 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7212584B2 (en) | 2002-08-05 | 2007-05-01 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Distortion compensator |
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