JPH0210902A - 歪補償器 - Google Patents
歪補償器Info
- Publication number
- JPH0210902A JPH0210902A JP16038188A JP16038188A JPH0210902A JP H0210902 A JPH0210902 A JP H0210902A JP 16038188 A JP16038188 A JP 16038188A JP 16038188 A JP16038188 A JP 16038188A JP H0210902 A JPH0210902 A JP H0210902A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- microwave
- hybrid
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
マイクロ波大電力増幅器の前段に置かれ該大電力増幅器
の発生する歪を前取って補償する補償用のマイクロ波歪
信号を出力する歪補償器に関し歪補償器の出力の歪信号
のレベルが歪信号発生用のマイクロ波入力を分岐した２
信号間の正規の位相差９０°からの誤差を無くす移相器
の動作により変化しないようにすることを目的とし、マ
イクロ波信号入力を互に９０”の位相差をもつ２信号に
分岐する入力側ハイブリッドと、分岐した２信号の一方
に両信号間の正しい位相差９０°を保つため位相推移を
付与する移相器の出力と、分岐した他方の信号を非線形
増幅し所定レベルの主信号と歪信号と発生する歪発生器
の出力との２信号を入力し逆相合成して入力の主信号成
分は互に打ち消され歪信号成分のみを出力する出力側ハ
イブリッドから成る歪補償器に、出力側ハイブリッドの
終端端子に現れる同相合成したマイクロ波信号のレベル
に応じて制御信号Ｃを発生する制御信号発生部と、制御
信号Ｃにより位相推移を付与する可変移相器と、該可変
移相器の出力レベルの変化を制御信号Ｃにより補正する
可変減衰器とを設け、制御信号発生部の出力の制御信号
Ｃにより可変移相器と可変減衰器とを独立に制御して出
力側のハイブリッドの出力端子に現れる信号レベルが一
定となるように可変移相器がマイクロ波分岐信号の一方
に位相誤差補正用の位相推移を付与し、可変減衰器が可
変移相器の出力レベルを変化させるように構成する。
の発生する歪を前取って補償する補償用のマイクロ波歪
信号を出力する歪補償器に関し歪補償器の出力の歪信号
のレベルが歪信号発生用のマイクロ波入力を分岐した２
信号間の正規の位相差９０°からの誤差を無くす移相器
の動作により変化しないようにすることを目的とし、マ
イクロ波信号入力を互に９０”の位相差をもつ２信号に
分岐する入力側ハイブリッドと、分岐した２信号の一方
に両信号間の正しい位相差９０°を保つため位相推移を
付与する移相器の出力と、分岐した他方の信号を非線形
増幅し所定レベルの主信号と歪信号と発生する歪発生器
の出力との２信号を入力し逆相合成して入力の主信号成
分は互に打ち消され歪信号成分のみを出力する出力側ハ
イブリッドから成る歪補償器に、出力側ハイブリッドの
終端端子に現れる同相合成したマイクロ波信号のレベル
に応じて制御信号Ｃを発生する制御信号発生部と、制御
信号Ｃにより位相推移を付与する可変移相器と、該可変
移相器の出力レベルの変化を制御信号Ｃにより補正する
可変減衰器とを設け、制御信号発生部の出力の制御信号
Ｃにより可変移相器と可変減衰器とを独立に制御して出
力側のハイブリッドの出力端子に現れる信号レベルが一
定となるように可変移相器がマイクロ波分岐信号の一方
に位相誤差補正用の位相推移を付与し、可変減衰器が可
変移相器の出力レベルを変化させるように構成する。
本発明は変調されたマイクロ波信号入力を電力増幅する
大電力増幅器の振幅歪改善のため、その前段に置かれる
マイクロ波帯の歪補償器に係り、特にマイクロ波信号人
力を分岐線型の入力側ハイブリッドにより互に９０°の
位相差をもつ２信号Ｓ１゜Ｓ２に分岐し、一方Ｓ１は上
記９０°の正規の位相差を保つため必要な位相推移を付
与する移相器を経由し、他方は補償用の歪信号発生のた
めの非直線増幅のマイクロ波増幅器を経由して、位相差
が正規の位相差９０’でありレベル差の無い２系統のマ
イクロ波信号Ｓ１、Ｓ２を再び分岐線型の出力側ハイブ
リッドにより合成して、前記非直線増幅のマイクロ波増
幅器で発生させた歪信号のみを次段の大電力増幅器の直
線歪の補償用として出力するマイクロ波帯の歪補償器に
関する。
大電力増幅器の振幅歪改善のため、その前段に置かれる
マイクロ波帯の歪補償器に係り、特にマイクロ波信号人
力を分岐線型の入力側ハイブリッドにより互に９０°の
位相差をもつ２信号Ｓ１゜Ｓ２に分岐し、一方Ｓ１は上
記９０°の正規の位相差を保つため必要な位相推移を付
与する移相器を経由し、他方は補償用の歪信号発生のた
めの非直線増幅のマイクロ波増幅器を経由して、位相差
が正規の位相差９０’でありレベル差の無い２系統のマ
イクロ波信号Ｓ１、Ｓ２を再び分岐線型の出力側ハイブ
リッドにより合成して、前記非直線増幅のマイクロ波増
幅器で発生させた歪信号のみを次段の大電力増幅器の直
線歪の補償用として出力するマイクロ波帯の歪補償器に
関する。
上記のマイクロ波帯の歪補償器は、従来、第４図のブロ
ック図に示す如く、変調され複数の搬送波■をもったマ
イクロ波変調信号Ｓｉｎを、入力側ｔ２を抵抗Ｒ１によ
り終端した分岐線型の入力側ハイブリッド１０＾の入力
側ｔ１に入力し、その出力端ｔ３と出力端ｔ４に振幅が
共に略１／２で等しく、位相が互に９０°の位相差をも
つ２つのマイクロ波信号Ｓｔ。
ック図に示す如く、変調され複数の搬送波■をもったマ
イクロ波変調信号Ｓｉｎを、入力側ｔ２を抵抗Ｒ１によ
り終端した分岐線型の入力側ハイブリッド１０＾の入力
側ｔ１に入力し、その出力端ｔ３と出力端ｔ４に振幅が
共に略１／２で等しく、位相が互に９０°の位相差をも
つ２つのマイクロ波信号Ｓｔ。
Ｓ２■に分岐し、その一方Ｓ１は移相器１１Ａで前記分
岐した２信号の間の正規の位相差９０°からの位相誤差
εを零にするように調整して■出力Ｓ１ｃとし、他方Ｓ
２はマイクロ波増幅器２１Ａへ入力し非直線増幅して所
定レベルのマイクロ波歪信号Ｓｄ■を発生し、主信号Ｓ
２ｃと歪信号Ｓｄの和の■出力信号（Ｓ２ｃ＋Ｓｄ）と
して分岐型の出力側ハイブリッド２０Ａの入力側ｔ１、
ｔ２へ送出する。
岐した２信号の間の正規の位相差９０°からの位相誤差
εを零にするように調整して■出力Ｓ１ｃとし、他方Ｓ
２はマイクロ波増幅器２１Ａへ入力し非直線増幅して所
定レベルのマイクロ波歪信号Ｓｄ■を発生し、主信号Ｓ
２ｃと歪信号Ｓｄの和の■出力信号（Ｓ２ｃ＋Ｓｄ）と
して分岐型の出力側ハイブリッド２０Ａの入力側ｔ１、
ｔ２へ送出する。
そして出力側ハイブリッド２０Ａでは、等レベルで且つ
正しい位相差９０’の２系列の出力Ｓ１ｃと出力（Ｓ２
ｃ＋Ｓｄ）とを夫々、入力側ｔ１、ｔ２に人力して合成
し、出力端ｔ３から、マイクロ波の主信号Ｓ１ｃとＳ２
ｃの成分は逆相に合成され互に打ち消されて無くなり、
非直線増幅のマイクロ波増幅器２１Ａで発生した歪信号
成分Ｓｄのみが、■出力信号Ｓｏｕ ｔとして出力され
る。そしてこの出力端ｔ３から出力される■出力信号Ｓ
ｏｕ ｔである歪信号が、次段の被補償の大電力増幅器
１００に入力されその発生する歪特性を補償する構成に
なっている。そして、出力側ハイブリッド２０Ａのもう
一つの出力端の終端端子ｔ４は抵抗Ｒ２で終端され、入
力側ｔ１、ｔ２に入力される２系列のマイクロ波信号Ｓ
１ｃとＳ２ｃが同相で合成され、その位相差が正規の位
相差９０°の時に最大レベルとなり、正規の位相差９０
°から外れるとその位相誤差εに比例してレベルの減少
するマイクロ波信号Ｓｃを終端端子ｔ４から出力する。
正しい位相差９０’の２系列の出力Ｓ１ｃと出力（Ｓ２
ｃ＋Ｓｄ）とを夫々、入力側ｔ１、ｔ２に人力して合成
し、出力端ｔ３から、マイクロ波の主信号Ｓ１ｃとＳ２
ｃの成分は逆相に合成され互に打ち消されて無くなり、
非直線増幅のマイクロ波増幅器２１Ａで発生した歪信号
成分Ｓｄのみが、■出力信号Ｓｏｕ ｔとして出力され
る。そしてこの出力端ｔ３から出力される■出力信号Ｓ
ｏｕ ｔである歪信号が、次段の被補償の大電力増幅器
１００に入力されその発生する歪特性を補償する構成に
なっている。そして、出力側ハイブリッド２０Ａのもう
一つの出力端の終端端子ｔ４は抵抗Ｒ２で終端され、入
力側ｔ１、ｔ２に入力される２系列のマイクロ波信号Ｓ
１ｃとＳ２ｃが同相で合成され、その位相差が正規の位
相差９０°の時に最大レベルとなり、正規の位相差９０
°から外れるとその位相誤差εに比例してレベルの減少
するマイクロ波信号Ｓｃを終端端子ｔ４から出力する。
従来の歪補償器では、上述の如く、入力側ハイブリッド
ＩＯＡでマイクロ波信号人力Ｓｉｎを２分岐した２系列
のマイクロ波信号Ｓ１ｃ、 Ｓ２ｃは、移相器１１Ａに
より互の位相差が９０°に保たれるように必要な位相推
移を付与されるが、出力側のハイブリッド２０Ａの入力
側ｔ１、ｔ２において正規の位相差９０°が保てず位相
誤差εを持つ場合は、出力側ハイブリッド２０Ａの出力
端ｔ３におけるマイクロ波の主信号Ｓ１ｃ、Ｓ２ｃの打
消しが不十分となり、該出力端子ｔ３から出力される歪
信号出力Ｓｏｕ ｔに主信号Ｓ１ｃ。
ＩＯＡでマイクロ波信号人力Ｓｉｎを２分岐した２系列
のマイクロ波信号Ｓ１ｃ、 Ｓ２ｃは、移相器１１Ａに
より互の位相差が９０°に保たれるように必要な位相推
移を付与されるが、出力側のハイブリッド２０Ａの入力
側ｔ１、ｔ２において正規の位相差９０°が保てず位相
誤差εを持つ場合は、出力側ハイブリッド２０Ａの出力
端ｔ３におけるマイクロ波の主信号Ｓ１ｃ、Ｓ２ｃの打
消しが不十分となり、該出力端子ｔ３から出力される歪
信号出力Ｓｏｕ ｔに主信号Ｓ１ｃ。
Ｓ２ｃの成分が含まれて、歪補償器の出力の歪信号出力
Ｓｏｕ ｔのレベルが変動して後段のマイクロ波大電力
増幅器の歪補償がうまく行われない。
Ｓｏｕ ｔのレベルが変動して後段のマイクロ波大電力
増幅器の歪補償がうまく行われない。
これを避ける為、出力側ハイブリッド２０Ａの入力側ｔ
１、ｔ２における２系列のマイクロ波信号Ｓ１ｃとＳ２
ｃに正規の位相差９０°からの位相誤差εが出ないよう
に移相器１１Ａを入念に調整する必要があり、従来は、
この移相器１１Ａの調整を出力側のハイブリッド２０Ａ
の出力端子ｔ３の出力信号を、スペクトル分析器などで
観測して、該出力端子ｔ３におけるマイクロ波主信号Ｓ
１ｃとＳ２ｃの成分のレベルが最小になるように移相器
１１Ａの移相量を変え、必要に応じて入力側ハイブリッ
ドＩＯＡと出力側ハイブリッド２０Ａの間のマイクロ波
の伝送線路の導体パターン長を変えるなど手動で調整し
ていた。
１、ｔ２における２系列のマイクロ波信号Ｓ１ｃとＳ２
ｃに正規の位相差９０°からの位相誤差εが出ないよう
に移相器１１Ａを入念に調整する必要があり、従来は、
この移相器１１Ａの調整を出力側のハイブリッド２０Ａ
の出力端子ｔ３の出力信号を、スペクトル分析器などで
観測して、該出力端子ｔ３におけるマイクロ波主信号Ｓ
１ｃとＳ２ｃの成分のレベルが最小になるように移相器
１１Ａの移相量を変え、必要に応じて入力側ハイブリッ
ドＩＯＡと出力側ハイブリッド２０Ａの間のマイクロ波
の伝送線路の導体パターン長を変えるなど手動で調整し
ていた。
そのため移相器１１への調整に手間と時間が掛り製造コ
ストが高くなるという問題があって、この問題を解決す
るため先に本発明の発明者と同一発明者により発明され
た移相器１１Ａの調整を自動化したマイクロ波帯の歪補
償器を提供した。
ストが高くなるという問題があって、この問題を解決す
るため先に本発明の発明者と同一発明者により発明され
た移相器１１Ａの調整を自動化したマイクロ波帯の歪補
償器を提供した。
しかしながら、移相器１１Ａの調整を自動化した先の歪
補償器は、移相器１１による位相差の調整には問題がな
くなったが、移相器１１の移相動作に伴う移相器１１の
出力レベルの変化が発生し、その為に出力側ハイブリッ
ド２０Ａの出力である歪補償器の出力のマイクロ波歪信
号Ｓｏｕ ｔのレベルが変化して後段のマイクロ波大電
力増幅器１００の歪補償がうまく行われないという問題
がある。
補償器は、移相器１１による位相差の調整には問題がな
くなったが、移相器１１の移相動作に伴う移相器１１の
出力レベルの変化が発生し、その為に出力側ハイブリッ
ド２０Ａの出力である歪補償器の出力のマイクロ波歪信
号Ｓｏｕ ｔのレベルが変化して後段のマイクロ波大電
力増幅器１００の歪補償がうまく行われないという問題
がある。
本発明は歪補償器の出力のマイクロ波の歪信号出力Ｓｏ
ｕ ｔのレベルが、移相器１１の移相動作に伴い変化し
て、後段における歪補償がうまく行われないという問題
を解決することを課題とする。
ｕ ｔのレベルが、移相器１１の移相動作に伴い変化し
て、後段における歪補償がうまく行われないという問題
を解決することを課題とする。
〔課題を解決するための手段〕
この課題は、第１図において、出力側ハイブリッド２０
の終端端子ｔ４に現れるマイクロ波信号のレベルに応じ
て制御信号Ｃを発生する制御信号発生部３０と、制御信
号Ｃにより２つのマイクロ波分岐信号ＳＩＣ，Ｓ２Ｃの
間の位相差を正規の９０°に保つ可変移相器１１の他に
、前記制御信号Ｃにより独立して可変移相器１１の出力
レベルを変化させる可変減衰器１２を設け、制御信号発
生部３０の出力の制御信号Ｃにより可変移相器１１と可
変減衰器１２とを別々に制御して前記出力側のハイブリ
ッド２０の終端端子ｔ４に現れるマイクロ波信号レベル
Ｓｃが最大となるように可変移相器１１はマイクロ波分
岐信号Ｓ１ｃに位相誤差補正用の位相推移を付与し、可
変減衰器１２は可変移相器１１の出力レベルを変するよ
うに構成する本発明の歪補償器によって解決される。
の終端端子ｔ４に現れるマイクロ波信号のレベルに応じ
て制御信号Ｃを発生する制御信号発生部３０と、制御信
号Ｃにより２つのマイクロ波分岐信号ＳＩＣ，Ｓ２Ｃの
間の位相差を正規の９０°に保つ可変移相器１１の他に
、前記制御信号Ｃにより独立して可変移相器１１の出力
レベルを変化させる可変減衰器１２を設け、制御信号発
生部３０の出力の制御信号Ｃにより可変移相器１１と可
変減衰器１２とを別々に制御して前記出力側のハイブリ
ッド２０の終端端子ｔ４に現れるマイクロ波信号レベル
Ｓｃが最大となるように可変移相器１１はマイクロ波分
岐信号Ｓ１ｃに位相誤差補正用の位相推移を付与し、可
変減衰器１２は可変移相器１１の出力レベルを変するよ
うに構成する本発明の歪補償器によって解決される。
本発明の歪補償器の構成を示す第１図の原理図において
、 １０は、変調され複数の搬送波をもつマイクロ波信号Ｓ
ｉｎを入力して、互の位相差が９０°であって出力レベ
ルは同一の２つのマイクロ波信号ｓ１．ｓ２に分岐し出
力する入力側ハイブリッド、１１は、入力側ハイブリッ
ド１０の出力の一方のマイクロ波の分岐信号Ｓ１の位相
を、制御信号Ｃにより推移させ、他方の分岐信号Ｓ２の
出力信号Ｓ２ｃとの正規の位相差９０゛からの位相誤差
εを零としたマイクロ波信号Ｓ１ｃを出力する可変峰相
器、１２は、制御信号Ｃにより可変移相器１１の出力レ
ベルを変化させ歪発生器２１の出力の主信号Ｓ２ｃのレ
ベルと等しいレベルのマイクロ波主信号Ｓ１ｃを出力す
る可変減衰器、 ２１は、入力側ハイブリッド１０の出力のマイクロ波の
分岐信号Ｓ２を入力し非直線増幅して歪信号Ｓｄを発生
し所定レベルのマイクロ波の主信号Ｓ２ｃと歪信号Ｓｄ
の和信号（Ｓ２ｃ＋Ｓｄ）を出力する歪発生器、２０は
、入力側ハイブリッド１０の２分岐した第１系列の可変
減衰器１２の出力Ｓ１ｃと、第２系列の歪発生器２１の
出力（Ｓ２ｃ ＋ Ｓｄ）とを入力側子ｔ、Ｉ、ｔ２に
入力し、逆相合成して得られる出力信号５ｏｕｔをその
出力端子ｔ３から出力し、同相合成して得られるマイク
ロ波信号Ｓｃをその終端端子ｔ４から出力する出力側の
ハイブリッド、 ２２は、出力側のハイブリッド２０の終端端子ｔ４に接
続される終端用サーキュレータ、 ３０は、ハイブリッド２０の終端端子ｔ４から終端用サ
ーキュレータ２２を通して出力される同相合成のマイク
ロ波信号Ｓｃのレベルに応じて制御信号Ｃを発生する制
御信号発生部、 １００は、本発明の歪補償器の出力信号Ｓｏｕ ｔを入
力し、その発生歪が補償される被補償の大電力増幅器で
ある。
、 １０は、変調され複数の搬送波をもつマイクロ波信号Ｓ
ｉｎを入力して、互の位相差が９０°であって出力レベ
ルは同一の２つのマイクロ波信号ｓ１．ｓ２に分岐し出
力する入力側ハイブリッド、１１は、入力側ハイブリッ
ド１０の出力の一方のマイクロ波の分岐信号Ｓ１の位相
を、制御信号Ｃにより推移させ、他方の分岐信号Ｓ２の
出力信号Ｓ２ｃとの正規の位相差９０゛からの位相誤差
εを零としたマイクロ波信号Ｓ１ｃを出力する可変峰相
器、１２は、制御信号Ｃにより可変移相器１１の出力レ
ベルを変化させ歪発生器２１の出力の主信号Ｓ２ｃのレ
ベルと等しいレベルのマイクロ波主信号Ｓ１ｃを出力す
る可変減衰器、 ２１は、入力側ハイブリッド１０の出力のマイクロ波の
分岐信号Ｓ２を入力し非直線増幅して歪信号Ｓｄを発生
し所定レベルのマイクロ波の主信号Ｓ２ｃと歪信号Ｓｄ
の和信号（Ｓ２ｃ＋Ｓｄ）を出力する歪発生器、２０は
、入力側ハイブリッド１０の２分岐した第１系列の可変
減衰器１２の出力Ｓ１ｃと、第２系列の歪発生器２１の
出力（Ｓ２ｃ ＋ Ｓｄ）とを入力側子ｔ、Ｉ、ｔ２に
入力し、逆相合成して得られる出力信号５ｏｕｔをその
出力端子ｔ３から出力し、同相合成して得られるマイク
ロ波信号Ｓｃをその終端端子ｔ４から出力する出力側の
ハイブリッド、 ２２は、出力側のハイブリッド２０の終端端子ｔ４に接
続される終端用サーキュレータ、 ３０は、ハイブリッド２０の終端端子ｔ４から終端用サ
ーキュレータ２２を通して出力される同相合成のマイク
ロ波信号Ｓｃのレベルに応じて制御信号Ｃを発生する制
御信号発生部、 １００は、本発明の歪補償器の出力信号Ｓｏｕ ｔを入
力し、その発生歪が補償される被補償の大電力増幅器で
ある。
そして本発明の歪補償器は、制御信号発生部３０の発生
した制御信号Ｃで前記可変移相器１１と可変減衰器１２
を独立に制御し、前記出力側のハイブリッド２０の終端
端子ｔ３に現れるマイクロ波信号Ｓｃの出力レベルが最
大となるように、可変移相器１１はマイクロ波分岐信号
Ｓ１に位相推移を付与し、可変減衰器１２は可変移相器
１１の出力レベルを変化させるように構成する。
した制御信号Ｃで前記可変移相器１１と可変減衰器１２
を独立に制御し、前記出力側のハイブリッド２０の終端
端子ｔ３に現れるマイクロ波信号Ｓｃの出力レベルが最
大となるように、可変移相器１１はマイクロ波分岐信号
Ｓ１に位相推移を付与し、可変減衰器１２は可変移相器
１１の出力レベルを変化させるように構成する。
入力側ハイブリ７ド１０は、変調され複数の搬送波をも
つマイクロ波信号Ｓｉｎを入力して、互の位相差が９０
°で同一レベルの２系列のマイクロ波信号Ｓ１、Ｓ２に
分岐してその第１系列のマイクロ波の分岐信号Ｓ１は可
変移相器１１へ出力され第２系列の分岐信号Ｓ２は歪発
生器２１へ出力される。
つマイクロ波信号Ｓｉｎを入力して、互の位相差が９０
°で同一レベルの２系列のマイクロ波信号Ｓ１、Ｓ２に
分岐してその第１系列のマイクロ波の分岐信号Ｓ１は可
変移相器１１へ出力され第２系列の分岐信号Ｓ２は歪発
生器２１へ出力される。
可変移相器１１は、入力側ハイブリッド１０の出力の第
１系列のマイクロ波の分岐信号Ｓ１の位相を制？Ｉｌｌ
信号発生部３０からの制御信号Ｃにより推移させ、第２
系列の歪発生器２１の出力のマイクロ波の主信号Ｓ２ｃ
の位相との正規の位相差９０°からの位相誤差εを無く
した第１系列のマイクロ波信号Ｓａｃを可変減衰器１２
を経て出力側ハイブリッド２０の入力側ｔ１へ出力する
。
１系列のマイクロ波の分岐信号Ｓ１の位相を制？Ｉｌｌ
信号発生部３０からの制御信号Ｃにより推移させ、第２
系列の歪発生器２１の出力のマイクロ波の主信号Ｓ２ｃ
の位相との正規の位相差９０°からの位相誤差εを無く
した第１系列のマイクロ波信号Ｓａｃを可変減衰器１２
を経て出力側ハイブリッド２０の入力側ｔ１へ出力する
。
歪発生器２１は、入力側ハイブリッド１０の出力の第２
系列のマイクロ波の分岐信号Ｓ２を入力し、非直線増幅
してマイクロ波の歪信号Ｓｄを発生し主信号Ｓ２ｃと併
せて出力し、所定レベルのマイクロ波の主信号Ｓ２ｃと
歪信号Ｓｄの和（Ｓ２ｃ＋Ｓｄ）を出力側ハイブリッド
２０の第２入力側子ｔ２へ送出する。
系列のマイクロ波の分岐信号Ｓ２を入力し、非直線増幅
してマイクロ波の歪信号Ｓｄを発生し主信号Ｓ２ｃと併
せて出力し、所定レベルのマイクロ波の主信号Ｓ２ｃと
歪信号Ｓｄの和（Ｓ２ｃ＋Ｓｄ）を出力側ハイブリッド
２０の第２入力側子ｔ２へ送出する。
出力側のハイブリッド２０は、第１系列の可変移相器１
１から可変減衰器１２を経て送られてくるマイクロ波信
号Ｓ１ｃと、第２系列の歪発生器１１からのマイクロ波
歪信号（Ｓ２ｃ ＋ Ｓｄ）とを、その入力側ｔ１゜ｔ
２に入力して、その出力端ｔ３からその２つのマイクロ
波信号入力を逆相合成した差分の出力信号Ｓｏｕ ｔを
出力し本発明の歪補償器の出力とする。又その時、出力
側のハイブリッド２０は、終端端子ｔ４からマイクロ波
主信号Ｓ１ｃとＳ２ｃを同相で合成したマイクロ波信号
Ｓｃを出力し制御信号発生部３０へ送出する。
１から可変減衰器１２を経て送られてくるマイクロ波信
号Ｓ１ｃと、第２系列の歪発生器１１からのマイクロ波
歪信号（Ｓ２ｃ ＋ Ｓｄ）とを、その入力側ｔ１゜ｔ
２に入力して、その出力端ｔ３からその２つのマイクロ
波信号入力を逆相合成した差分の出力信号Ｓｏｕ ｔを
出力し本発明の歪補償器の出力とする。又その時、出力
側のハイブリッド２０は、終端端子ｔ４からマイクロ波
主信号Ｓ１ｃとＳ２ｃを同相で合成したマイクロ波信号
Ｓｃを出力し制御信号発生部３０へ送出する。
制御信号発生部３０は、出力側ハイブリッド２０の終端
端子ｔ４からの、人力のマイクロ波主信号Ｓ１ｃとＳ２
ｃの位相差が正規の９０°の場合に最大レベルとなり、
位相誤差εに比例してレベルの減少するマイクロ波信号
Ｓｃを検波し、検波レベルに応じた制御信号Ｃを発生し
て前記可変移相器１１と可変減衰器１２へ制御信号Ｃと
して供給する。
端子ｔ４からの、人力のマイクロ波主信号Ｓ１ｃとＳ２
ｃの位相差が正規の９０°の場合に最大レベルとなり、
位相誤差εに比例してレベルの減少するマイクロ波信号
Ｓｃを検波し、検波レベルに応じた制御信号Ｃを発生し
て前記可変移相器１１と可変減衰器１２へ制御信号Ｃと
して供給する。
そして出力側のハイブリッド２０へ入力する第１系列の
マイクロ波信号Ｓ１ｃと第２系列のマイクロ波の主信号
Ｓ２ｃの位相差が可変移相器１１により正規の９０°に
保たれる場合は、その出力端Ｌ３からの逆相合成した出
力信号５ｏｕｔは、歪信号Ｓｄを主にしたマイクロ波信
号となるが、入力の主信号Ｓ１ｃと主信号Ｓ２ｃにレベ
ル差があれば、その差分だけ出力レベルが変動する。
マイクロ波信号Ｓ１ｃと第２系列のマイクロ波の主信号
Ｓ２ｃの位相差が可変移相器１１により正規の９０°に
保たれる場合は、その出力端Ｌ３からの逆相合成した出
力信号５ｏｕｔは、歪信号Ｓｄを主にしたマイクロ波信
号となるが、入力の主信号Ｓ１ｃと主信号Ｓ２ｃにレベ
ル差があれば、その差分だけ出力レベルが変動する。
すると、可変減衰器１２は、可変移相器１１の出力レベ
ルを前記検波レベルに応じた制御信号Ｃにより変化させ
１、第１系列のマイクロ波信号Ｓ１ｃを第２系列の歪発
生器２１の出力のマイクロ波主信号Ｓ２ｃのレベルと等
しいレベルとして出力側ハイブリッド２０の第１入力側
子ｔ１へ送出する。
ルを前記検波レベルに応じた制御信号Ｃにより変化させ
１、第１系列のマイクロ波信号Ｓ１ｃを第２系列の歪発
生器２１の出力のマイクロ波主信号Ｓ２ｃのレベルと等
しいレベルとして出力側ハイブリッド２０の第１入力側
子ｔ１へ送出する。
すると、入力の主信号Ｓ１ｃと主信号Ｓ２ｃのレベルが
等しいので、出力側ハイブリッド２０の出力端ｔ３の出
力信号Ｓｏｕ ｔのレベル変化は無くなり一定しベルの
出力信号Ｓｏｕ ｔを出力するので問題は解決される。
等しいので、出力側ハイブリッド２０の出力端ｔ３の出
力信号Ｓｏｕ ｔのレベル変化は無くなり一定しベルの
出力信号Ｓｏｕ ｔを出力するので問題は解決される。
第２図は本発明の実施例の歪補償器の構成を示すブロッ
ク図であり、第３図はその動作を説明するためのベクト
ル図である。
ク図であり、第３図はその動作を説明するためのベクト
ル図である。
第２図のブロック図において、入力側のハイブリッド１
０はマイクロストリップライン等の分岐線型直交ハイブ
リッドで構成され入力側ｔ２はグミ抵抗Ｒ１で終端され
、マイクロ波入力信号Ｓｉｎとして例えば直交振幅変調
ＱＡＭされ複数の搬送周波数信号をもつ■マイクロ波信
号を入力側ｔ１に入力して出力端ｔ３． ｔ４から相互
の位相差が９０°で同一レベルの２系列の■分岐信号Ｓ
ｔ、Ｓ２を出力し、その−方の第１系列の分岐信号Ｓ１
は可変移相器１１へ出力し、他方の第２系列の分岐信号
Ｓ２は歪発生器２１へ出力する。
０はマイクロストリップライン等の分岐線型直交ハイブ
リッドで構成され入力側ｔ２はグミ抵抗Ｒ１で終端され
、マイクロ波入力信号Ｓｉｎとして例えば直交振幅変調
ＱＡＭされ複数の搬送周波数信号をもつ■マイクロ波信
号を入力側ｔ１に入力して出力端ｔ３． ｔ４から相互
の位相差が９０°で同一レベルの２系列の■分岐信号Ｓ
ｔ、Ｓ２を出力し、その−方の第１系列の分岐信号Ｓ１
は可変移相器１１へ出力し、他方の第２系列の分岐信号
Ｓ２は歪発生器２１へ出力する。
可変移相器１１は、例えば固定ステップ型移相器１１１
と可変ステップ型移相器１１２で構成され、共に入力信
号の位相を一定量だけ推移させるディジタル型移相器で
構成され、固定ステップ型移相器１１１は予め適当に定
めた位相ステップを推移する移相器であり、可変ステッ
プ型移相器１１２は、制御信号発生部３０からの制御信
号Ｃにより動作する切替スイッチにより一定の位相ステ
ップを切り替えて付与する移相器であって、入力側ハイ
ブリッド１０の出力の第１系列の分岐信号Ｓ１の位相を
推移させ、第２系列の歪発生器２１の出力の主信号Ｓ２
ｃの位相との正しい位相差９０°を保ち位相誤差εの無
いマイクロ波信号Ｓ１ｃを可変減衰器１２へ出力する。
と可変ステップ型移相器１１２で構成され、共に入力信
号の位相を一定量だけ推移させるディジタル型移相器で
構成され、固定ステップ型移相器１１１は予め適当に定
めた位相ステップを推移する移相器であり、可変ステッ
プ型移相器１１２は、制御信号発生部３０からの制御信
号Ｃにより動作する切替スイッチにより一定の位相ステ
ップを切り替えて付与する移相器であって、入力側ハイ
ブリッド１０の出力の第１系列の分岐信号Ｓ１の位相を
推移させ、第２系列の歪発生器２１の出力の主信号Ｓ２
ｃの位相との正しい位相差９０°を保ち位相誤差εの無
いマイクロ波信号Ｓ１ｃを可変減衰器１２へ出力する。
可変減衰器１２は、可変抵抗減衰器で構成され、第１系
列の可変移相器１１の出力のマイクロ波信号のレベルを
同じ制御信号発生部３０からの制御信号Ｃにより変化さ
せ第１系列のマイクロ波信号Ｓ１ｃ■を第２系列の歪発
生器２１の出力の主信号Ｓ２ｃのレベルに等しいレベル
として出力側ハイブリッド２０の入力側ｔ１へ入力する
。
列の可変移相器１１の出力のマイクロ波信号のレベルを
同じ制御信号発生部３０からの制御信号Ｃにより変化さ
せ第１系列のマイクロ波信号Ｓ１ｃ■を第２系列の歪発
生器２１の出力の主信号Ｓ２ｃのレベルに等しいレベル
として出力側ハイブリッド２０の入力側ｔ１へ入力する
。
歪発生器２１は、例えば、マイクロ波のＧａＡｓ ＰＥ
Ｔ素子とマイクロストリップライン等で構成されるマイ
クロ波増幅器であって、非直線増幅するようにその直流
バイアスが選定され、入力側ハイブリッド１０の出力の
第２系列のマイクロ波の分岐信号Ｓ２を入力し非直線増
幅して主信号Ｓ２を増幅出力すると同時に、主信号Ｓ２
の複数の搬送波の混変調積による３次、５次の歪信号Ｓ
ｄを併せ発生し、所定レベルの主信号Ｓ２ｃと歪信号Ｓ
ｄの和（Ｓ２ｃ＋Ｓｄ）の第２系列のマイクロ波信号■
を出力側ハイブリッド２０の入力側ｔ２へ入力する。
Ｔ素子とマイクロストリップライン等で構成されるマイ
クロ波増幅器であって、非直線増幅するようにその直流
バイアスが選定され、入力側ハイブリッド１０の出力の
第２系列のマイクロ波の分岐信号Ｓ２を入力し非直線増
幅して主信号Ｓ２を増幅出力すると同時に、主信号Ｓ２
の複数の搬送波の混変調積による３次、５次の歪信号Ｓ
ｄを併せ発生し、所定レベルの主信号Ｓ２ｃと歪信号Ｓ
ｄの和（Ｓ２ｃ＋Ｓｄ）の第２系列のマイクロ波信号■
を出力側ハイブリッド２０の入力側ｔ２へ入力する。
出力側ハイブリッド２０は、入力側ハイブリッド１０と
同じ分岐線型の直交ハイブリッドで構成され、その入力
側子ｔ１と入力側子ｔ２に入力したマイクロ波信号を逆
相で合成した出力信号Ｓｏｕ ｔを出力端子ｔ３から出
力し、入力側子ｔ１と入力側子ｔ２に入力したマイクロ
波信号を同相で合成した出力信号Ｓｃをその終端端子ｔ
４から出力する。そしてその終端端子ｔ４は、一端がグ
ミ抵抗２２２で終端されたＹ形す−キュレータ２２１か
らなる終端用サーキュレータ２２により終端される。
同じ分岐線型の直交ハイブリッドで構成され、その入力
側子ｔ１と入力側子ｔ２に入力したマイクロ波信号を逆
相で合成した出力信号Ｓｏｕ ｔを出力端子ｔ３から出
力し、入力側子ｔ１と入力側子ｔ２に入力したマイクロ
波信号を同相で合成した出力信号Ｓｃをその終端端子ｔ
４から出力する。そしてその終端端子ｔ４は、一端がグ
ミ抵抗２２２で終端されたＹ形す−キュレータ２２１か
らなる終端用サーキュレータ２２により終端される。
そして出力側ハイブリッド２０は、第１系列の可変減衰
器１２からのマイクロ波信号Ｓ１ｃ■と、第２系列の歪
発生器１１からのマイクロ波歪信号（Ｓ２ｃ トＳｄ）
■とをその入力側ｔ１、ｔ２に入力して、出力端ｔ３に
おいて、第３図のベクトル図へに示す如く、逆相合成し
て出力信号５ｏｕｔ■を出力する。
器１２からのマイクロ波信号Ｓ１ｃ■と、第２系列の歪
発生器１１からのマイクロ波歪信号（Ｓ２ｃ トＳｄ）
■とをその入力側ｔ１、ｔ２に入力して、出力端ｔ３に
おいて、第３図のベクトル図へに示す如く、逆相合成し
て出力信号５ｏｕｔ■を出力する。
そして可変減衰器１２からのマイクロ波信号Ｓ１ｃ■と
歪発生器１１からのマイクロ波の主１工号Ｓ２ｃ■の位
相差が正規の９０°である場合は、第３図Ｂに示す如く
、その出力端ｔ３にてマイクロ波の主信号Ｓ１ｃとＳ２
ｃが逆相に合成され打ち消されて歪発生器２１の発生し
た歪信号成分Ｓｄ■のみの−・定レベルのマイクロ波の
出力信号Ｓｏｕ Ｌ■を出力し本発明の実施例の歪ンｉ
１ｔ’償器の出力とする。その時、出力側ハイブリッド
２０の終端端子ｔ４には、第３図Ｃに示す如く、第１系
列のマイクロ波の主（ａ 潟、 Ｓ １ｃ■と第２系列
のマイクロ波■の主信号Ｓ２ｃを同相で合成しマイクロ
波（３号Ｓｃ■を出力するが、位相差が正規の９０°で
ある場合は、第３図りに示す如く、最大レベルのマイク
ロ波信号Ｓｃ■を終；’＋’、： ５３！子ｔ４から終
端用サーキュレータ２２のを経由して制御（３号発生部
３０へ送出する。
歪発生器１１からのマイクロ波の主１工号Ｓ２ｃ■の位
相差が正規の９０°である場合は、第３図Ｂに示す如く
、その出力端ｔ３にてマイクロ波の主信号Ｓ１ｃとＳ２
ｃが逆相に合成され打ち消されて歪発生器２１の発生し
た歪信号成分Ｓｄ■のみの−・定レベルのマイクロ波の
出力信号Ｓｏｕ Ｌ■を出力し本発明の実施例の歪ンｉ
１ｔ’償器の出力とする。その時、出力側ハイブリッド
２０の終端端子ｔ４には、第３図Ｃに示す如く、第１系
列のマイクロ波の主（ａ 潟、 Ｓ １ｃ■と第２系列
のマイクロ波■の主信号Ｓ２ｃを同相で合成しマイクロ
波（３号Ｓｃ■を出力するが、位相差が正規の９０°で
ある場合は、第３図りに示す如く、最大レベルのマイク
ロ波信号Ｓｃ■を終；’＋’、： ５３！子ｔ４から終
端用サーキュレータ２２のを経由して制御（３号発生部
３０へ送出する。
制御信号発生部３０は、検波器３１とパルス発生器３２
で構成され、検波器３１は、出力側ハイブリッド２０の
終端端子ｔ４からサーキュレータ２２を介して出力され
たマイクロ波１８号Ｓｃ■を検波し、パルス発生器３２
が検波器３１の検波出力レベルに比例した制御パルスＣ
を発生して該検波器３１の出力レベルが最大レベルとな
るように前記可変移相器１１と可変減衰器１２とを設定
する。
で構成され、検波器３１は、出力側ハイブリッド２０の
終端端子ｔ４からサーキュレータ２２を介して出力され
たマイクロ波１８号Ｓｃ■を検波し、パルス発生器３２
が検波器３１の検波出力レベルに比例した制御パルスＣ
を発生して該検波器３１の出力レベルが最大レベルとな
るように前記可変移相器１１と可変減衰器１２とを設定
する。
可変移相器１１は、制御信号発生部３０の出力の制ｔＢ
パルスＣにより駆り１され、前述の如く、入力側ハイプ
リント１０の出力端Ｌ３からの第１系列の分岐信号Ｓ１
に、出力側ハイブリッド２０の入力側口、【２に入力す
る第１系列のマイクロ波主信号Ｓ１ｃと第２系列のマイ
クロ波主信号Ｓ２ｃの位相差を正規の９０’に保ち、位
相誤差εを零とするように位相推移を付与して可変減衰
器１２°へ送出する。
パルスＣにより駆り１され、前述の如く、入力側ハイプ
リント１０の出力端Ｌ３からの第１系列の分岐信号Ｓ１
に、出力側ハイブリッド２０の入力側口、【２に入力す
る第１系列のマイクロ波主信号Ｓ１ｃと第２系列のマイ
クロ波主信号Ｓ２ｃの位相差を正規の９０’に保ち、位
相誤差εを零とするように位相推移を付与して可変減衰
器１２°へ送出する。
可変減衰器１２は、同じ制御パルスＣにより駆動され、
可変移相器１１の出力のマイクロ波信号のレベルを加減
し、具体的には制御信号発生部３０の検波器３１の出力
レベルが高い時には減衰量を少なくする方向に動作させ
検波器３１の出力レベルが最大レベルとなる方向に動作
させる。
可変移相器１１の出力のマイクロ波信号のレベルを加減
し、具体的には制御信号発生部３０の検波器３１の出力
レベルが高い時には減衰量を少なくする方向に動作させ
検波器３１の出力レベルが最大レベルとなる方向に動作
させる。
すなわち、第３図計に示す如く、可変移相器１１の出力
を示すベクトルＯＡが外部ベクトルΔＢにより減少して
、出力側ハイブリッド２０の出力端ｔ３の出力を示すベ
クトルＯＢと、出力端ｔ４の出力を示すベクトルＯＢ’
が図の如（なった場合、ベクトルＯＡの振幅とベクトル
ＯＢの振幅は等しくない。この場合、ベクトルＯＡの振
幅をＡＡ ’ （＝ＢＣ）だけ大きくなるように可変減
衰器１２を動作させると、ベクトルＯＢはベクトルＯＣ
となりベクトル〇への振幅と等しくなる。
を示すベクトルＯＡが外部ベクトルΔＢにより減少して
、出力側ハイブリッド２０の出力端ｔ３の出力を示すベ
クトルＯＢと、出力端ｔ４の出力を示すベクトルＯＢ’
が図の如（なった場合、ベクトルＯＡの振幅とベクトル
ＯＢの振幅は等しくない。この場合、ベクトルＯＡの振
幅をＡＡ ’ （＝ＢＣ）だけ大きくなるように可変減
衰器１２を動作させると、ベクトルＯＢはベクトルＯＣ
となりベクトル〇への振幅と等しくなる。
この時、出力端む４の出力を示すベクトルＯＢ’は増大
してベクトルＯＣ′となるので、可変減衰器１２の動作
は、ベクトルＯＲ’が増大する方向に動作させることに
よりベクトルＯＢをベクトル〇への大きさに等しいベク
トルＯＣとすることが出来る。
してベクトルＯＣ′となるので、可変減衰器１２の動作
は、ベクトルＯＲ’が増大する方向に動作させることに
よりベクトルＯＢをベクトル〇への大きさに等しいベク
トルＯＣとすることが出来る。
つまり可変減衰器１２の動作により、第２系列の歪発生
器２１の出力のマイクロ波の主信号Ｓ２ｃのレベルと等
しいレベルの第１系列のマイクロ波の主信号Ｓ１ｃを出
力側ハイブリッド２０へ人力することになる。
器２１の出力のマイクロ波の主信号Ｓ２ｃのレベルと等
しいレベルの第１系列のマイクロ波の主信号Ｓ１ｃを出
力側ハイブリッド２０へ人力することになる。
すると出力側ハイブリッド２０は、位相差も正しい９０
’の位相差をもち、レベルも等しい第１系列のマイクロ
波の主信号Ｓ１ｃと第２系列の主信号Ｓ２Ｃを入力する
ことになるので、その逆相出力の出力端子ｔ３にて主信
号Ｓ１ｃと主信号Ｓ２ｃは逆相合成され相互に完全に打
ち消され、歪信号成分Ｓｄのみを一定レベルで出力信号
Ｓｏｕ ｔとして出力する。
’の位相差をもち、レベルも等しい第１系列のマイクロ
波の主信号Ｓ１ｃと第２系列の主信号Ｓ２Ｃを入力する
ことになるので、その逆相出力の出力端子ｔ３にて主信
号Ｓ１ｃと主信号Ｓ２ｃは逆相合成され相互に完全に打
ち消され、歪信号成分Ｓｄのみを一定レベルで出力信号
Ｓｏｕ ｔとして出力する。
以上の如く、第２図の本発明の実施例の歪補償器は、可
変移相器１１の動作で出力側ハイブリッド２０へ入力す
る第１系列のマイクロ波の主信号Ｓ１ｃと第２系列の主
信号Ｓ２ｃの位相差は正規の位相差９０°に保たれるが
主信号Ｓ１ｃと主信号Ｓ２ｃのレベルが不揃いのため出
力側ハイブリッド２０の出力端子ｔ３に主信号Ｓ１ｃと
Ｓ２ｃの差分が現れて出力信号５ｏｕｔのレベルを変動
させるという問題は、同時に制御パルスＣにより独立に
制御される可変減衰器１２の動作により無くなって、一
定レベルの出力信号５ｏｕｔを出力する。従って本発明
の歪補償器の一定レベルの出力信号５ｏｕｔを後段の大
電力増幅器に入力してその歪特性を補償する場合に問題
は無い。
変移相器１１の動作で出力側ハイブリッド２０へ入力す
る第１系列のマイクロ波の主信号Ｓ１ｃと第２系列の主
信号Ｓ２ｃの位相差は正規の位相差９０°に保たれるが
主信号Ｓ１ｃと主信号Ｓ２ｃのレベルが不揃いのため出
力側ハイブリッド２０の出力端子ｔ３に主信号Ｓ１ｃと
Ｓ２ｃの差分が現れて出力信号５ｏｕｔのレベルを変動
させるという問題は、同時に制御パルスＣにより独立に
制御される可変減衰器１２の動作により無くなって、一
定レベルの出力信号５ｏｕｔを出力する。従って本発明
の歪補償器の一定レベルの出力信号５ｏｕｔを後段の大
電力増幅器に入力してその歪特性を補償する場合に問題
は無い。
以上説明した如く、本発明によれば、歪補償器の出力と
して、直接には不要で有害な歪１８号発生用のマイクロ
波入力信号の漏出を抑圧するための可変移相器の位相の
最適調整と可変減衰器のレベルの最適調整が自動的に行
われ、且つ必要な歪信号の出力レベルが一定であって変
動の無い歪補償器を実現できるので、本発明の歪補償器
の出力を後段の大電力増幅器に入力することにより、そ
の歪特性を広帯域で補償することを可能とする効果が得
られる。
して、直接には不要で有害な歪１８号発生用のマイクロ
波入力信号の漏出を抑圧するための可変移相器の位相の
最適調整と可変減衰器のレベルの最適調整が自動的に行
われ、且つ必要な歪信号の出力レベルが一定であって変
動の無い歪補償器を実現できるので、本発明の歪補償器
の出力を後段の大電力増幅器に入力することにより、そ
の歪特性を広帯域で補償することを可能とする効果が得
られる。
第１図は本発明の歪補償器の構成を示す原理図、第２図
は本発明の実施例の歪補償器の構成を示すブロック図、 第３図はその動作を説明するためのベクトル説明図、 第４図は従来の歪補償器のブロック図である。 図において、 １０は入力側ハイブリッド、２０は出力側ハイブリッド
・ １１は可変移相器、 １２は可変減衰器、 ２１は歪発生器、 ２２は終端用サーキュレータ、 ３０は制御信号発生部、 ３１は検波器、 ３２はパルス発生器、 １００は被補償の大電力増幅器である。 本か月の実禿例の歪」雨′イを盈ミｈ重７７（”ｆ’乞
盲もＢｎ７ろＴこめのベットｌしＤ］第 ３ Ｃ司
は本発明の実施例の歪補償器の構成を示すブロック図、 第３図はその動作を説明するためのベクトル説明図、 第４図は従来の歪補償器のブロック図である。 図において、 １０は入力側ハイブリッド、２０は出力側ハイブリッド
・ １１は可変移相器、 １２は可変減衰器、 ２１は歪発生器、 ２２は終端用サーキュレータ、 ３０は制御信号発生部、 ３１は検波器、 ３２はパルス発生器、 １００は被補償の大電力増幅器である。 本か月の実禿例の歪」雨′イを盈ミｈ重７７（”ｆ’乞
盲もＢｎ７ろＴこめのベットｌしＤ］第 ３ Ｃ司
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 マイクロ波信号（Ｓｉｎ）を入力し互に９０°の位相差
をもつ２信号（Ｓ１、Ｓ２）に分岐する入力側ハイブリ
ッド（１０）と、該入力側ハイブリッド（１０）で分岐
した２信号の一方（Ｓ１）に両信号（Ｓ１、Ｓ２）の間
の上記９０°の位相差を保つための位相推移を付与する
移相器（１１）の出力（Ｓ１ｃ）と、該入力側ハイブリ
ッド（１０）で分岐した他方の信号（Ｓ２）を非直線増
幅し所定レベルの主信号（Ｓ２ｃ）と歪信号（Ｓｄ）と
の和を同時に発生する歪発生器（２１）の出力（Ｓ２ｃ
＋Ｓｄ）の２つのマイクロ波信号を入力し逆相合成して
前記入力のマイクロ波の主信号分（Ｓ１ｃ、Ｓ２ｃ）は
互に打ち消され該歪信号分（Ｓｄ）のみを出力端子（ｔ
３）より出力する出力側ハイブリッド（２０）からなる
歪補償器において、 該出力側ハイブリッド（２０）の終端端子（ｔ４）に現
れる同相合成のマイクロ波（Ｓｃ）のレベルに応じて制
御信号Ｃを発生する制御信号発生部（３０）と、該入力
側ハイブリッド（１０）で分岐した２信号（Ｓ１、Ｓ２
）の一方（Ｓ１）に制御信号Ｃにより両信号（Ｓ１、Ｓ
２）の間の正規の位相差９０°からの誤差εを零とする
位相推移を付与する可変移相器（１１）と、該可変移相
器（１１）の出力のレベルを該制御信号Ｃによりレベル
補正する可変減衰器（１２）を設け、該制御信号発生部
（３０）の発生した制御信号Ｃにより該可変移相器（１
１）と可変減衰器（１２）を独立に制御し、出力側ハイ
ブリッド（２０）の出力端子（ｔ３）に現れるマイクロ
波信号のレベルが一定となるように、該可変移相器（１
１）は入力側ハイブリッド（１０）の出力のマイクロ波
信号（Ｓ１）に位相推移を付与し、該可変減衰器（１２
）は可変移相器（１１）の出力レベルを変化させること
を特徴とした歪補償器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16038188A JPH0210902A (ja) | 1988-06-28 | 1988-06-28 | 歪補償器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16038188A JPH0210902A (ja) | 1988-06-28 | 1988-06-28 | 歪補償器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0210902A true JPH0210902A (ja) | 1990-01-16 |
Family
ID=15713734
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16038188A Pending JPH0210902A (ja) | 1988-06-28 | 1988-06-28 | 歪補償器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0210902A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6836517B2 (en) * | 1999-12-28 | 2004-12-28 | Fujitsu Limited | Distortion compensating apparatus |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55107308A (en) * | 1979-02-13 | 1980-08-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Nonlinear compensation system of automatic following type |
| JPS5685909A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Automatic following type nonlinear compensation system |
| JPS63232530A (ja) * | 1987-03-19 | 1988-09-28 | Fujitsu Ltd | 増幅歪補償制御方式 |
-
1988
- 1988-06-28 JP JP16038188A patent/JPH0210902A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55107308A (en) * | 1979-02-13 | 1980-08-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Nonlinear compensation system of automatic following type |
| JPS5685909A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Automatic following type nonlinear compensation system |
| JPS63232530A (ja) * | 1987-03-19 | 1988-09-28 | Fujitsu Ltd | 増幅歪補償制御方式 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6836517B2 (en) * | 1999-12-28 | 2004-12-28 | Fujitsu Limited | Distortion compensating apparatus |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4283684A (en) | Non-linearity compensating circuit for high-frequency amplifiers | |
| US6181199B1 (en) | Power IQ modulation systems and methods | |
| US5963352A (en) | Linearization enhanced operation of single-stage and dual-stage electro-optic modulators | |
| US4068186A (en) | Circuit for compensating for nonlinear characteristics in high-frequency amplifiers | |
| US4122399A (en) | Distortion generator | |
| JPH04336819A (ja) | 電子信号及び光信号を直線化するひずみ補正回路 | |
| JPH03187601A (ja) | 抵抗性結合器および分圧器を有する先行歪ませ等化器 | |
| JPH0522041A (ja) | 無線周波数電力増幅器によつて発生される歪みを低減する回路 | |
| JPH0752812B2 (ja) | 予歪回路 | |
| WO2000016475A9 (en) | In-line, unbalanced amplifier, pre-distortion circuit | |
| JPH01198809A (ja) | フィードフォワード増幅器の自動調整回路 | |
| US5105446A (en) | Digital method of correcting non-linearity in a transmission chain, and apparatus implementing the method | |
| US5532642A (en) | Feedforward-type distortion compensation circuit | |
| KR20110090232A (ko) | 위상변위기를 이용한 벡터 모듈레이터 | |
| US5473460A (en) | Adaptive equalizer for analog optical signal transmission | |
| JPH044614A (ja) | 電力増幅器の歪補正装置 | |
| JPH0552084B2 (ja) | ||
| JP2945447B2 (ja) | フィードフォワード増幅器 | |
| JPH06303045A (ja) | 負帰還増幅器 | |
| JPH0210902A (ja) | 歪補償器 | |
| JPH0837427A (ja) | 非線形特性発生回路 | |
| JPH1117464A (ja) | 移相器 | |
| JPH0797733B2 (ja) | 電力増幅器用非直線歪み補償回路 | |
| JPH01260904A (ja) | 歪補償器 | |
| JPH0435084B2 (ja) |