JPH01268530A - 電気掃除機の制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電気掃除機に係り、更に詳細には、双方向性サ
イリスタを用いた電気掃除機の位相制御回路で、特に双
方向性サイリスタの点弧角を決定するために電源周波数
に同期した三角波とそれに交差する直流電位との交点を
利用した制御回路に関する。

〔従来の技術〕

従来、上述の如き三角波とそれに交わる直流電位との交
点で双方向性サイリスタの点弧角を決定し、直流電位の
変化により双方向性サイリスタの点弧角を可変とする方
式を取入れた電気掃除機の入力制御回路は特公昭６０−
１１４２３１号公報等に示されている。

この三角波と直流電位との関係を第６図に示す。

三角波と直流電位は比較器で比較され、その出力波形を
微分することにより双方向性サイリスタの点弧パルスを
得ている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、このような制御方式によれば、電源周波数が５
０Ｈｚと６０Ｈｚというふうに変化した時、三角波の周
期が変化するのに対し、三角波の立上り開始時点より、
直流電位と交差するまでの時間は変わらないため、双方
向性サイリスタの点弧タイミングは、三角波の周期が短
い６０Ｈｚ時の方が５０Ｈｚ時に比べて遅れることにな
り、同一の直流電位の場合、６０Ｈｚの方が５０Ｈｚの
時より入力が小さくなってしまい、この点について配慮
がなされていない。

本発明の目的は、この電源周波数が５０／６０Ｈｚに変
化した場合にも入力制御量が不変にできる制御回路を提
供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、三角波の周期が５０／６０Ｈｚで変化した場
合でも、三角波頂点の高さに関して６０Ｈｚの方が低く
なってしまう事態を防止すれば、上記目的を達成できる
ことに着目し、そのため、５０Ｈ２と６０Ｈｚの時とで
三角波頂点の高さを同一にする手段を設ける。すなわち
、このような手段を採用すれば、同一の直流電位で比較
した場合でも双方向性サイリスタの点弧角を同一にでき
る。

具体的には１例えば、三角波を生成するためのコンデン
サ充電回路における充電電圧を６０Ｈｚ時の方が５０Ｈ
ｚ時よりも高くなるように設定することにより達成され
る。

〔作用〕

三角波は一定電圧から抵抗を通して、コンデンサに充電
し、電源波形がゼロクロスした時に放電させることのく
り返しにより得られるが、この充電のための一定電圧を
６０Ｈｚと５０Ｈｚで６０Ｈｚの時の方を大きくするた
めに以下の手段を用いた。

電源波形にフィルター回路を接続し、その出力電圧を、
電源周波数によらず一定である制御回路用電源電圧から
マイナスすると、前記フィルター回路の出力電圧は、５
０Ｈｚ時の方が６０Ｈｚ時よりも大きいが、制御回路電
源電圧からこれを引けば反転して、６０Ｈｚ時の方が５
０Ｈｚ時より大きい電位を得ることができる。この出力
電圧を三角波の充電電圧に利用することにより前記目的
は達成される。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。第１
図は、本実施例による制御回路の全体図。

第２図は、第１図中の主制御回路の詳細図である。

第１図でＡＣ１００Ｖ電源は片側が制御回路全体のアー
ス電位となり、もう一端が制御回路及び、掃除機の電動
機に接続されている。電源回路１は制御回路全体の直流
電源Ｖｃｃを出力する６余波整流回路２は、ＡＣ１００
Ｖ電源を余波整流した波形を出力し、これを主制御回路
３に入力している。

次に抵抗４，５．６およびコンデンサ７で構成されるフ
ィルター回路の出力電位ｖｔは、電解コンデンサ８を介
して演算増幅器（以後オペアンプと称す）９の反転入力
端子に入力される。一方オペアンプ９の非反転入力端子
には、前記電源回路１の出力である直流電源Ｖｃｃが入
力されている。

オペアンプ９は外付けの抵抗により差動増幅回路が構成
されており、出力には、前記Ｖｃｃと、フィルター回路
出力電圧Ｖｆｆｉ　との差が出力される。ここで前記フ
ィルター回路の出力電圧ｖｔは、ＡＣ１００■電源周波
数が５０Ｈ２の時と６０Ｈｚの時を比較すると、当然５
０Ｈｚ時の方が６０Ｈｚ時よりも高くなる。一方、直流
電源Ｖｃｃは、５０Ｈｚ。

６０ｆＩｚに係りなく一定であるから、オペアンプ９の
出力電位をＶｐｐとすれば、 Ｖｐｐ＝Ｇ　　（Ｖｃｃ−ｖｌ） （ここでＧは、オペアンプ９の外付は抵抗１０゜１１．
１２，１３の抵抗値により任意に定めることのできる差
動増幅回路のゲインである。）となり、Ｖｐｐは５０　
Ｈｚトロ　ｃｉＨｚ（１）時テハ、Ｖｐｐ　（５０Ｈｚ
時）　＜　Ｖｐｐ　（６０ｌ−１ｚ時）という電位が出
力される。このＶｐｐを後で述べる主制御回路３内の三
角波充電電圧として加えるのである。

次に主制御回路３は、掃除機ホース（図示しない）の手
元コントロールスイッチ、あるいは掃除機内に組込まれ
た圧力センサ（図示しない）からの出力を取込み、電動
機１４の運転状態を決定する回路であり、双方向性サイ
リスタ１５及び１６を点弧するためのトリガパルスを出
力する。主制御回路３の出力トリガパルスは、トランジ
スタ１７のベースに接続される。またコレクタは、直流
電源ＶＣＣに接続、エミッタは抵抗を介して双方向性サ
イリスタ１５のゲートに接続されている。

トランジスタ１７のベースにトリガパルスが供給される
と、］−ラランジメタ１はオン状態となり、双方向性サ
イリスタ１５にゲート電流、電圧が印加され、双方向性
サイリスタ１５はオンとなる。

すると同様に双方向性サイリスタ１６のゲートにも電流
、電圧が印加され、双方向性サイリスタ１６もオン状態
となり、電動機１４が通電される。

ダイオード１８．抵抗１９．ツェナーダイオード２０及
び電解コンデンサ２１は主制御回路３内において掃除機
の手元ホース内に組込まれた可変抵抗へ電流を供給する
ための直流電源Ｖｏｏを作る電源回路を構成している。

次に第４図により主制御回路３を詳述する。前述の直流
電源Ｖｏｏは、抵抗２２．スイッチ２３゜可変抵抗２４
あるいは抵抗２５、さらに抵抗２６を経てアース電位に
落とされている。図示−点鎖線で囲まれたスイッチ２３
．可変抵抗２４．抵抗２５は、掃除機のホース手元操作
部（図示しない）に組込まれ、使用者が操作できるよう
に、なっている。

まず第１番目のケースとしてスイッチ２３が可変抵抗２
４側に接続されている場合について説明する。電源Ｖｏ
ｏによる電圧は、抵抗２２．可変抵抗２４．抵抗２６に
より分圧され、可変抵抗２４の両端電位Ｖ１．Ｖ！は可
変抵抗２４の値により任意に変化させることができる。

ｖｌ及びｖ２は、オペアンプ２７．２８により構成され
るバッファを経て、オペアンプ２９で構成される差動増
幅回路に入力され、この出力電圧ｖｏはｖ　ｏ　＝＝　
Ｇ　（ｖ　ｉ　−ｖ２）となる、ここでＧは差動増幅回
路のゲインである。

出力電圧ｖｏはさらに比較器３０の反転入力端子及び比
較器３１の非反転入力端子に同時に入力される。一方抵
抗３２，３３，３４により電源電圧Ｖｃｃより分圧した
比較電位ｖ４　は、前記比較器３０の非反転入力端子に
ｖ８は同じく比較器３１の反転入力端子に入力されてい
る。比較器３０゜３１のそれぞれの出力端子を結んだＡ
点の出力電位は、入力電圧ｖｏがＶ♂以下の時はローレ
ベル、■δ〜ｖ４の範囲はハイレベル、ｖ４　以上の時
はローレベルとなる。すなわち入力電圧ｖｏがｖ８〜ｖ
４　の範囲のみハイレベルで、その他の場合はローレベ
ルが出力される回路となっている。ここで現在述べてい
る第１のケース、すなわちスイッチ２３が可変抵抗２４
側へ接続されている時は可変抵抗２４の抵抗値が最大の
ときｖＯも最大となるが、これがｖ８を越えない範囲に
設定し、前記Ａ点の出力はローレベルとなるようにする
。

また前記Ａ点はアナログスイッチ３５のコントロール端
子Ａ、Ｂにそれぞれダイオード３６゜３７を介して接続
されており、このコントロール端子Ａ、Ｈに、その他の
回路からいかなる出力レベルが入力されようとも、前記
ダイオード３６゜３７を通じてすべてローレベルとなり
、アナログスイッチ３５の出力Ｘと入力Ｘａ間がオンす
ることになる。この場合Ｘｏには、前記ＶＤが接続され
ているから、アナログスイッチ３５の出力Ｘには前記Ｖ
Ｏが現れることになる。ここでアナログスイッチ３５の
コントロール人力Ａ、Ｂの値と、オンチャンネルＸｏ”
Ｘａの関係を示す真理値表を第１表に示す。表中、Ｌは
ローレベル、Ｈはハイレベルを表わす。

第１表 以上の説明によりアナログスイッチ３５の出力ＸにはＶ
Ｄが出力され、このｖｏはさらに比較器３８の反転入力
端子に入力される。一方、比較器３８の非反転入力端子
は抵抗３９を介して、前記三角波充電電圧Ｖｐｐに接続
され、またコンデンサ４０を介して接地されている。さ
らに、抵抗４１を通して比較器４２の出力に接続され、
この比較器４２の出力は、前記比較器３８の出力端とダ
イオード４３を介して結ばれている。ここで、これらの
回路構成よりなる本実施例の動作を第３図により説明す
る。

第３図（１）は、比較器４２の非反転入力端子に入力さ
れる全波整流波形と、反転入力端子に入力される電位レ
ベルを同時に表したものである。

第３図（２）は、これらを比較した結果の出力波形であ
り、余波整流波形のゼロ点を中心にある幅をもってロー
レベルとなる矩形波が出力されている。このローレベル
の幅は、比較器４２の反転入力端子に入力する電位を、
抵抗４３．４５で決める際、その分圧比を選ぶことによ
り任意に設定できる。次に比較器３８の反転入力端子の
波形を現したものが第３図（３）である。比較器４２が
ハイレベルとなると三角波充８７１１圧Ｖｐｐより抵抗
３９を通してコンデンサ４０が充電され比較器３８の非
反転入力端子の電位は、コンデンサ４０の充電につれて
上がる。次に比較器４２がローレベルとなるとコンデン
サ４０に充電された電荷は、抵抗４１．ダイオード４６
を通して比較器４２の出力端に吸込まれ、コンデンサ４
０の充電電位はローレベルとなる。この時、コンデンサ
４０の電位はダイオード４６を通して比較器４２出力端
に放電されるため、比較器４２のローレベル出力電位（
弁アース電位）よりも、ダイオードの順方向電圧降下分
、約０．６〜０．７ｖ程度高い電位までしか放電しない
。以上より第３図（３）に示す如き電源周波数に同期し
た三角波が作られる。この時、三角波の底は前述の如く
ダイオードの順方向電圧分だけアース電位より上がって
いる。

第３図（３）には三角波と同時に比較器３８の反転入力
端子に入力されるＶＤが示してあり、それらを比較した
結果の比較器３８の出力を第３図（４）に示す。比較器
３８及び４２の出力はダイオード４３を介して結ばれて
おり、これが比較器４７の反転入力端子に入力される（
波形を第３図（５）に示す）。図より分かるように比較
器４７の反転入力端子は、前記比較器３８．４２の両者
の出力が共にハイレベルの時のみハイレベルとなり、あ
とはローレベルとなっている。さらに比較器４７は反転
器の機能をもっており、前記反転入力端子の矩形波をｖ
４（比較器４７の非反転入力端子に加えられる比較電位
）を基準として反転された矩形波が出力され、これを第
３図（６）に示す。

比較器４７の出力がローレベルのときは、電源電圧Ｖｃ
ｃから抵抗４８を通してコンデンサ４９が充電される。

次に比較器４７の出力がハイレベルとなると出力がロー
レベルの間に充電されていたコンデンサ４９の電荷は、
今度はダイオード５０を通してＶｃｃ側に放電され、コ
ンデンサ４９の両端電位はｖｃｃとなって落ち着く。そ
れゆえコンデンサ４９の図示右側端子の電圧すなわち比
較器５１の反転入力端子の電圧波形は、比較器４７の出
力がローレベルからハイレベルに切替った瞬間にはＶｃ
ｃからダイオード５ｏの順方向電圧降下公約０．６〜０
．７Ｖ程度上がった点まで跳ね上がるが、コンデンサ４
９の放電につれてＶｃｃ’＝１を位に落ち着く。この波
形を第３図（７）に示す。第３図（７）には、比較器５
１の非反転入力端子に印加される比較電位Ｖ１１が同時
に示されており、前記反転入力端子の波形と比較した結
果の出力を第３図（８）に示す。第３図（８）に現われ
るパルスの幅は、コンデンサ４９．抵抗４８．比較電位
ｖ５を変化させることにより任意に設定できる。

以上の説明を総合すると、第３図（１）〜（８）までを
通して見た場合、電源周波数に同期した三角波と、ホー
ス手元の可変抵抗２４両端の電位差ＶＯがクロスした点
において、第３図（８）に示すパルスが出力され、これ
をトリガパルスとして、前述第１図のトランジスタ１７
のベースに印加することにより、電動機１４の入力位相
制御を行うことができる。

入力位相制御は、ホース手元の可変抵抗２４の値を使用
者が変化させることにより、ＶＤの電位が上下し、三角
波との交点が変化するため、電源周波数に対するトリガ
パルスの発生タイミングが変わり、電動機１４が弱運転
から強運転まで制御される。

次に可変抵抗２４の両端電位差ＶＤが三角波を下回った
場合について、第３図と同様に各点の波形を描いたもの
が第４（１）〜（８）である。

この場合、三角波とＶＤはクロスしないため、比較器３
８の出力（第４図（４））はハイレベルのままであるが
、前述の如く、比較器４２の出力とアンド結合されてい
るため、比較器４７の非反転入力端子には、前記比較器
４２の出力であるゼロクロスパルスが入力され、これを
もとに前述同様のトリガパルスが、三角波が谷点から立
上る時点で発生させることができる。

次に第２番目のケースとして、スイッチ２３がオフ位置
となった場合を考える。前述同様、電位信号を追ってい
くと、スイッチ２３がオフであるため、ＶｌはＶｏｏ、
ｖ２はアース電位となり。

ＶＤ：Ｇ　（ＭＩ　　Ｖｌｌ）はｖｏ＝ＧＶｏｏとなる
。

このときのＶＤは、比較電位ｖ４よりも上となるように
Ｖｌを設定しておくと、比較器３０．３１の両者の出力
を結んだ点Ａの電位はローレベルとなり、第１番目のケ
ースと同様、アナログスイッチ３５の出力Ｘにはｖｏが
つながる。さらにｖ。

は、前記三角波の頂点の電位より上になるように設定し
ておけば、三角波と比較した場合、比較器３８の出力は
常にローレベルとなり、比較器４７の出力はハイレベル
のままとなり、比較器５１出力端からはトリガパルスが
発生されず、電動機１４は運転されない。

最後に第３のケースとしてホース手元スイッチ２３が抵
抗２５側に接続された場合を説明する。

抵抗２５の抵抗値は、前記可変抵抗２４の最大抵抗値よ
りも大きくし、抵抗２５の両端電位差ＶＤが、前記比較
電位ｖ８とＶｌの間になるように設定する。

この場合、比較器３０．３１の両者の出力を結んだＡ点
はハイレベルとなる。Ａ点は図示の如く、ダイオード３
６．３７を通じてアナログスイッチのコントロール入力
と、比較器５２．５３を結ぶラインに接続されている。

ダイオード３６．３７は比較器５２．５３の出力側から
Ａ点向きとなっており、Ａ点がハイレベルであるため、
アナログスイッチ３５のコントロール入力Ａ、Ｂには、
比較器５３．５２の出力（ハイまたはローレベル）がそ
のまま入力される。

次に比較器５２．５３の出力が圧力センサ出力によりど
のように変化するかを説明する。

圧力センサ出力は、比較器５２．５５の非反転入力端子
に、比較器５４の反転入力端子に同時に入力される。ま
た各々の比較器には比較基準電位Ｖ８．Ｖ７が加えられ
ている。比較器５４．５５の両出力端子は接続されてお
り、比較器５３は、その接続された点の電位を反転する
機能をもつ。

比較器５４．５５の出力接続点をＢ点とすると、Ｂ点電
位は、圧力センサ出力がｖ７〜ｖ８の間にあるときのみ
ハイレベルであとはローレベルとなる。

それゆえ、比較器５３の出力はＢ点電位を反転したもの
、すなわち圧力センサ出力がｖ７〜ｖ８間でのみローレ
ベル、あとはハイレベルという出力になる。一方、比較
器５２の出力は、圧力センサ出力が７７以上のときは、
ハイレベル、Ｖ７以下のときはローレベルとなる。比較
器５２．５３の出力端子は、アナログスイッチ３５のコ
ントロール入力端子Ｂ、Ａに接続されており１以上の説
明より。

圧力センサ出力電位と、コントロール入力端子Ａ。

Ｂの値およびその時のアナログスイッチ３５のオンチャ
ンネルとの関係を第２表に示す。

第２表 Ｈ：ハイレベル、Ｌ：ローレベル アナログスイッチ３５のＸ　１　＝　Ｘ　ｓ入力端子に
は、電源電圧Ｖｃｃより抵抗分圧されたＶｌｌ、　Ｖ９
．　ＶＩＯが印加されており、圧力センサ出力電位によ
り。

上表の真理値表に従って、アナログスイッチの出力端子
ＸにＶ♂〜ＶＩＧが出力されることになる。

例えば圧力センサの出力がゼロから上昇していった場合
、アナログスイッチのＸ端子にはＶｌ。

Ｖ　ｅ、　Ｖ　１０の順に電位が出力され、前記三角波
と比較されるため、電動機１４は弱入力から順次１強入
力に自動的に切替えられていく。これは、掃除機の吸口
が床面から浮いている場合や、フィルターが目づまりし
ていない場合には、電動機１４の入力を下げ吸口が床面
についている時、フィルターが目づまりしてきた場合に
は、電動機１４の入力を上げて運転できる自動運転とす
ることが可能となる。

以上筒１〜３のケースを説明したが、本実施例による回
路は、電動機の入力を制御するための１−リガパルス発
生タイミングを三角波と、それに交わる直流電位とで決
定している。どころが電源周波数が５０Ｈｚと６０Ｈｚ
の時では、三角波の周期も６０Ｈｚの方が短くなり、５
０Ｈｚと６０Ｈｚで同一の直流電位で比較していた場合
には、５０Ｈ７と６０Ｈｚで点弧タイミングがずれてし
まい。

同一人力で運転できなくなる。

そのため従来、三角波を充電する際の抵抗３９、あるい
はコンデンサ４０の定数を５０Ｈｚ、６０Ｈｚで切替え
る等の案があるが１本実施例の場合、これを自動的に行
うべく、三角波の充電電圧Ｖｐｐを、前述の第１図に示
すフィルター回路において、５０　Ｈｚ、　６０　Ｈｚ
時に自動的に切替えている。すなわち、前記三角波充電
電圧Ｖｐｐは、５０Ｈｚ時より６０Ｈｚ時の方を高くし
、第５図に示す如く、結果として５０　Ｈｚ、　６０　
Ｈｚで三角波高さＸが同一になるように設定する。その
結果、第５図に示すように三角形の相似則から５０Ｈｚ
時の図示ａ／Ａと６０Ｈｚ時のｂ／Ｂは同一となり、三
角波と比較する電位が同一の場合でも双方向性サイリス
タの点弧タイミングを同一とすることができる。

またこの部分の他の実施例としては、前記フィルター回
路の出力電圧をホースの手元操作部への給電電位Ｖｏｏ
に利用すると、三角波の高さが５０Ｈｚと６０Ｈｚの時
で６０Ｈｚの方が低くなっても、三角波と比較される直
流電位ｖｏも低くなることから、双方向性サイリスタの
点弧角を５０／６０Ｈｚで同一とすることができる。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、電源周波数が５０Ｈｚと
６０Ｈｚとで入力制御量の変化のない制御回路を実現す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す全体回路図、第２図は
第１図の主制御回路の回路図、第３図及び第４図は、双
方向性サイリスタのトリガパルスが得られるまでの各点
の電圧波形を示す略示図。 第５図は５０Ｈｚと６０Ｈ）Ｃ時の三角波形状を示す略
示図、第６図は従来例の三角波を示す略示図である。 第３０ 第４（２］ 第５０ 口す＝

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、双方向性サイリスタにより電気掃除機内の電動送風
   機の入力を制御する回路で、前記双方向性サイリスタの
   ゲートにトリガパルスを供給するタイミングを、電源周
   波数に同期した三角波と、該三角波に交差する入力指示
   電位との交点により決定するものにおいて、前記三角波
   の高さを電源周波数の変化によらず一定にする手段を設
   けてなることを特徴とする電気掃除機の制御回路。