JPH01268531A - 電気掃除機の制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電気掃除機に係り、更に詳細には双方向性サイ
リ゛スタを用いた電気掃除機の位相制御回路で、特に双
方向性サイリスタの点弧角を決定するために、電源周波
数に同期した三角波とそれに交差する直流電位との交点
を利用した制御回路に関する。

〔従来の技術〕

従来、上述の如き三角波とそれに交わる直流電位との交
点で双方向性サイリスタの点弧角を決定し、直流電位の
変化により、双方向性サイリスタの点弧角を可変とする
いわゆるＡ　Ｐ　Ｐ　Ｓ　（Ａｕｔ。

Ｐｈａｓｅ　Ｐｕ１ｓｅ　５ｈｉｆｔｅｒ　）方式を取
り入れた電気掃除機の入力制御回路は特公昭６０−１１
４２３１号公報等にも示されている。

三角波と直流電位との関係を第６図に示す。三角波と直
流電位は第６図に示す如く比較器で比較されその出力矩
形波を微分することにより双方向性サイリスタの点弧パ
ルスを得ている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、この方式によれば、電動機をフルパワーで運転
、すなわち点弧角をできるだけ小さくしようとした場合
、直流電位を下げればよい訳であるが、トリガパルスを
得るためには三角波の谷点、すなわち回路のアース電位
より上でなｔ′ｊればならない。また三角波の谷点はア
ース電位であるが。

比較器出力特性のばらつき等により必ずしもアース電位
である保障はなく、前記直流電位の最低値は、アース電
位からある程度余裕をもったレベルにする必要があり、
それゆえ最小点弧角も制限されてしまう。

本発明の目的は、上記従来技術であるＡＰＰＳ方式を用
いながらも、点弧角を極小にすべく、直流電位を下げて
、三角波の谷点よりも下側にした場合でも確実に双方向
性サイリスタのトリガパルスが得られる回路を提供する
ことにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、従来、三角波と直流電位との交点のみで双
方向性サイリスタの点弧角を決定していたことに対し、
三角波自体を作るための、電源波形を余波整流した波形
と、直流電位とを比較して得られるゼロクロスパルスに
注目し、前記三角波と比較される直流電位が三角波の谷
点より下回つた時には、このゼロクロスパルスを利用し
て双方向性サイリスタのトリガパルスを得ることにより
達成できる。

これにより、最小点弧角は、三角波の立上り開始時点ま
で小さくすることができ、三角波を利用したＡＰＰＳ方
式では、理論上、最小値とすることができる。

〔作用〕

上記手段は、三角波を作るため、電源の全波整流波形と
直流電位を比較し、電源波形がアース電位を通過する際
、その前後、ある幅をもってローレベルとし、それ以外
はハイレベルのゼロクロスパルスを発生させる。一方、
このゼロクロスパルスにより電源周波数に同期した三角
波が作られ。

これを比較器の非反転入力端子に、反転入力端子には、
点弧角を決定するための直流電位を入力する。すなわち
、この比較器の出力は、直流電位が三角波より高い時は
ローレベル、低い時はハイレベルとなる。この比較器出
力と前記ゼロクロスパルスをアンド結合すると、まず三
角波と直流電位が交点をもっている場合には、前記ゼロ
クロスパルスの立下り時から、三角波と直流電位の交点
までの間がローレベルであとはハイレベル、次に直流電
位が三角波を下回り、三角波と交点を持たない場合には
、三角波と直流電位との比較器出力は常にハイレベルで
あるから、前記ゼロクロスパルスとアンドをとった結果
は、前記ゼロクロスパルスそのものとなる。

以上より前記ゼロクロスパルス及び、三角波と直流電位
との比較器をアンド結合した出力矩形波の立上り時点を
もって、双方向性サイリスタにトリガパルスを供給する
ようにすれば、三角波と直流電位が交点をもっている時
はその時点で、直流電位が三角波を下回っている時は、
ゼロクロスパルスの立上り時点でトリガパルスが供給さ
れ、双方向性サイリスタがオンされることになる。

また補足ではあるが直流電位が三角波を上回った時には
、両者を比較する比較器の出力は常に、ローレベルであ
り、前記ゼロクロスパルスとアンドをとっても常にロー
レベルとなり、パルスの立上り部が存在しないためトリ
ガパルスは発生されず双方向性サイリスタはオフの状態
となり、電動機は運転しない。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。第１
図は１本実施例による制御回路の全体図。

第２図は、第１図中の主制御回路の詳細図である。

第１図でＡＣ１００Ｖ電源は片側が制御回路全体のアー
ス電位となり、もう一端が制御回路及び掃除機の電動機
に接続されている。電源回路１は、制御回路全体の直流
電源Ｖｃｃを出力する。全波整流回路２は、ＡＣ１００
Ｖ電源を全波整流した波形を出力し、これを主制御回路
３に人力している。

次に抵抗４，５．６およびコンデンサ７で構成されるフ
ィルター回路の出力電位Ｖｔは、電解コンデンサ８を介
して演算増幅器（以降オペアンプと称す）９の反転入力
端子に入力される。一方オペアンブ９の非反転入力端子
には、前記電源回路１の出力である直流電源Ｖｃｃが入
力されている。

オペアンプ９は外付けの抵抗により差動増幅回路が構成
されており、出力には、前記Ｖｃｃと、フィルター回路
出力電圧Ｖｆｆｉ　との差が出力される。ここで前記フ
ィルター回路の出力電圧Ｖ□は、　ＡＣ１００Ｖ電源周
波数が５０　Ｈｚの時と６０Ｈｚの時を比較すると、当
然５０Ｈｚ時の方が６０Ｈｚ時よりも高くなる。一方直
流電［Ｖｃｃは５０Ｈｚ、６０Ｈｚに係りなく一定であ
るから、オペアンプ９の出力電位をｖｐｐとすれば。

ｖｐｐ＝Ｇ　（Ｖｃｃ　−ｖｔ） （ここでＧは、オペアンプ９の外付は抵抗１０゜１１．
１２．１３の抵抗値により任意に定めることのできる差
動増幅回路のゲインである。、）となりｖｐｐは５０Ｈ
ｚと６０Ｈｚの時では、ｖｐｐ（５０Ｈｚ時）　＜ｖｐ
ｐ　（６０Ｈｚ時）という電位が出力される。このｖｐ
ｐを後で述べる主制御回路３内の三角波充電電圧として
加えるのである。

次に主制御回路３は、掃除機ホース（図示しない）の手
元コントロールスイッチ、あるいは掃除機内に組込まれ
た圧力センサ（図示しない）からの出力を取込み、電動
機１４の運転状態を決定する回路であり、双方向性サイ
リスタ１５及び１６を点弧するためのトリガパルス番出
力する。主制御回路３の出力トリガパルスはトランジス
タ１７のベースに接続される。またコレクタは、直流電
源Ｖｃｃに接続、エミッタは抵抗を介して双方向性サイ
リスタ１５のゲートに接続されている。トランジスタ１
７のベースにトリガパルスが供給されると、トランジス
タ１９はオン状態となり、双方向性サイリスタ１５１こ
ゲート電流、電圧が印加され、双方向性サイリスタ１５
はオンとなる６すると同様に双方向性サイリスタ１６の
ゲートにも電流、電圧が印加され双方向性サイリスタ１
６もオン状態となり電動機１４が通電される。

ダイオード１８．抵抗１９．ツェナーダイオード２０及
び電解コンデンサ２１は主制御回路３内において掃除機
の手元ホース内に組込まれた可変抵抗へ電流を供給する
ための直流電源Ｖｏｏを作る電源回路を構成している。

次に第２図により主制御回路３を詳述する。前述の直流
電源ｖＤＤは、抵抗２２．スイッチ２３゜可変抵抗２４
あるいは抵抗２５、さらに抵抗２６を経てアース電位に
落とされている。図示−点鎖線で囲まれたスイッチ２３
．可変抵抗２４．抵抗２５は、掃除機のホース手元操作
部（図示しない）に組込まれ、使用者が操作できるよう
になっている。

まず第１番目のケースとしてスイッチ２３が可変抵抗２
４側に接続されている場合について説明する。電源ｖＤ
Ｄによる電圧は、抵抗２２．可変抵抗２４．抵抗２６に
より分圧され、可変抵抗２４の両端電位Ｖｌ、Ｖ２は可
変抵抗２４の値により任意に変化させることができる。

Ｖｌ及びｖ２は、オペアンプ２７．２８により構成され
るバッファを経て、オペアンプ２９で構成される差動増
幅回路に入力され、この出力電圧ＶＤは、ｖｏ＝Ｇ（ｖ
ｔ−ｖ２）となる。

ここでＧは差動増幅回路のゲインである。

出力電圧ｖｏはさらに比較器３ｏの反転入力端子及び比
較器３１の非反転入力端子に同時に入力される。一方抵
抗３２，３３．３４により電源電圧ｖｃｃより分圧した
比較電位ｖ４は、前記比較器３０の非反転入力端子に、
ｖａは同じく比較器３１の反転入力端子に入力されてい
る。比較器３０．３１のそれぞれの出力端子を結んだＡ
点の出力電位は、入力電圧ｖｏがｖ３以下の時はローレ
ベル、Ｖ３−Ｖ４の範囲はハイレベル、■４以上の時は
ローレベルとなる。すなわち入力電圧ｖ。

がｖ３〜ｖ４の範囲のみハイレベルでその他の場合はロ
ーレベルが出力される回路となっている。ここで現在述
べている第１のケース、すなわちスイッチ２３が可変抵
抗２４側へ接続されている時は可変抵抗２４の抵抗値が
最大のときｖｏも最大となるが、これがｖ３を越えない
範囲に設定し、前記Ａ点の出力はローレベルとなるよう
にする。

また前記Ａ点はアナログスイッチ３５のコントロール端
子Ａ、Ｂにそれぞれダイオード３６゜３７を介して接続
されており、このコントロール端子Ａ、Ｂに、その他の
回路からいかなる出方レベルが入力されようとも、前記
ダイオード３６゜３７を通じて、すべてローレベルとな
り、アナログスイッチ３５の出力Ｘと入力Ｘｏ間がオン
することになる。この場合Ｘｏには前記ＶＤが接続され
ているから、アナログスイッチ３５の出力Ｘには前記ｖ
ｏが現れることになる。ここでアナログスイッチ３５の
コントロール入力Ａ、Ｂの値と、オンチャンネルＸｏ〜
Ｘ３の関係を示す真理値表を第１表に示す６表中、Ｌは
ローレベル、Ｈはハイレベルを表わす。

第　　　１　　　表 以上の説明よりアナログスイッチ３５の出力Ｘにはｖｏ
が出力され、このｖｏはさらに比較器３８の反転入力端
子に入力される。一方比較器３８の非反転入力端子は抵
抗３９を介して、前記三角波充電電圧Ｖｐｐに接続され
、またコンデンサ４ｏを介して接地されている。さらに
抵抗４１を通して比較器４２の出力に接続され、この比
較器４２の出力は、前記比較器３８の出力端とダイオー
ド４３を介して結ばれている。ここで、これらの部分の
電圧波形を示した第３図と共に動作を第３図により説明
する、 第３図（１）は、比較器４２の非反転入力端子に入力さ
れる全波整流波形と１反転入力端子に入力される電位レ
ベルを同時に表したものである。

第３図（２）は、これらを比較した結果の出力波形であ
り、全波整流波形のゼロ点を中心にある幅をもってロー
レベルとなる矩形波が出力されているにのローレベルの
幅は、比較器４２の反転入力端子に入力する電位を、抵
抗４３．４５で決める際、その分圧比を選ぶことにより
任意に設定できる。次に比較器３８の反転入力端子の波
形を呪したものが第３図（３）である。比較器４２がハ
イレベルとなると三角波充ｆｆ１ｆｆｉ圧Ｖｐｐより抵
抗３９を通してコンデンサ４０が充電され比較器３８の
非反転入力端子の電位は、コンデンサ４０の充電につれ
て上がる。次に比較器４２がローレベルとなるとコンデ
ンサ４０に充電された電荷は、抵抗４１．ダイオード４
６を通して比較器４２の出力端に吸込まれ、コンデンサ
の充電電位はローレベルとなる。この時、コンデンサ４
０の電位はダイオード４６を通して比較器４２出力端に
放電されるため、比較器４２のローレベル出力電位（″
：ニア−スミ）よりも、ダイオードの順方向電圧降下分
、約０．６〜０．７Ｖ程度高い電位までしか放電しない
。以上より第３図（３）に示す如き電源周波数に同期し
た三角波が作られる。この時、三角波の底は前述の如く
ダイオードの順方向電圧分だけアース電位より上がって
いる。

第３図（３）には三角波と同時に比較器３８の反転入力
端子に入力されるｖｏが示してあり、それらを比較した
結果の比較器３８の出力を第３図（４）に示す。比較器
３８及び４２の出力はダイオード４３を介して結ばれて
おり、これが比較器４７の反転入力端子に入力される。

（波形を第３図（５）に示す）。図より分かるように比
較器４７の反転入力端子は、前記比較器３８．４２の両
者の出力が共にハイレベルの時のみハイレベルとなり、
あとはローレベルとなっている。さらに比較器４７は反
転器の機能をもっており、前記反転入力端子の矩形波を
ｖ４　　（比較器４７の非反転入力端子に加えられる比
較電位）を基準として反転された矩形波が出力され、こ
れを第３図（６）に示す。

比較器４７の出力がローレベルのときは、電源電圧Ｖｃ
ｃから抵抗４８を通してコンデンサ４９が充電される。

次に比較器４７の出力がハイレベルとなると出力がロー
レベルの間に充電されていたコンデンサ４９の電荷は、
今度はダイオード５゜を通してＶｃｃ側に放電され、コ
ンデンサ４９の両端電位はＶｃｃとなって落ち着く。そ
れゆえコンデンサ４９の図示右側端子の電圧すなわち比
較器５１の反転入力端子の電圧波形は、比較器４７の出
力がローレベルからハイレベルに切替った瞬間にはＶｃ
ｃからダイオード５ｏの順方向電圧降下分約０．６〜０
．７Ｖ程度上がった点まで跳ね上がるが、コンデンサ４
９の放電につれてＶｃｃ電位に落ち着く。この波形を第
３図（７）己示す。第３図（７）には、比較器５１の非
反転入力端子に印加される比較電位ｖ６が同時に示され
ており、前記反転入力端子の波形と比較した結果の出力
を第３図（８）に示す。第３図（８）に現われるパルス
の幅は、コンデンサ４９．抵抗４８．比較電位Ｖ１１を
変化させることにより任意に設定できる。

以上の説明を総合すると、第３図（１）〜（８）までを
通して見た場合、電源周波数に同期した三角波と、ホー
ス手元の可変抵抗２４両端の電位差ＶＱがクロスした点
において、第３図（８）に示すパルスが出力され、これ
をトリガパルスとして、前述第１図のトランジスタ１７
のベースに印加することにより、電動機１４の入力位相
制御を行うことができる。

入力位相制御は、ホース手元の可変抵抗２４の値を使用
者が変化させることにより、ｖｏの電位が上下し、三角
波との交点が変化するため、電源周波数に対するトリガ
パルスの発生タイミングが変わり、電動機１４が弱運転
から強運転まで制御される。

次に可変抵抗２４の両端電位差ｖｏが三角波を下回った
場合について、第３図と同様に各点の波形を描いたもの
が第４図（１）〜（８）　である。

この場合、三角波とＶＯはクロスしないため。

比較器３８の出力（第４図（４））はハイレベルのまま
であるが、前述の如く、比較器４２の出力とアンド結合
されているため、比較器４７の非反転入力端子には、前
記比較器４２の出力であるゼロクロスパルスが入力され
、これをもとに前述同様のトリガパルスが、三角波が谷
点から立上る時点で発生させることができる。

次に第２番目のケースとして、スイッチ２３がオフ位置
となった場合を考える。前述同様、電位信号を追ってい
くと、スイッチ２３がオフであるため、ｖｌはＶｏｏ、
ｖｔはアース電位となり、ｖｏ＝Ｇ　（ｖｚ−ｖｚ）は
ｖｏ＝＋ＧＶｏｏとなる。

このときのｖｎは、比較電位ｖ４　よりも上となるよう
にｖ４を設定しておくと、比較ｍ３０゜３１の両者の出
力を結んだ点Ａの電位はローレベルとなり、第１番目の
ケースと同様、アナログスイッチ３５の出力Ｘにはｖｏ
がつながる。さらにｖｏは、前記三角波の頂点の電位よ
り上になるように設定しておけば、三角波と比較した場
合、比較器３８の出力は常にローレベルとなり、比較器
４７の出力はハイレベルのままとなり、比較器５１出力
端からはトリガパルスが発生されず、Ｉｔ動機１４は運
転されない。

最後に第３のケースとしてホース手元スイッチ２３が抵
抗２５側に接続された場合を説明する。

抵抗２５の抵抗値は、前記可変抵抗２４の最大抵抗値よ
りも大きくし、抵抗２５の両端電位差ＶＱが、前記比較
電位Ｖ３とｖ４の間になるように設定する。

この場合、比較器３０．３１の両者の出力を結んだＡ点
はハイレベルとなる。Ａ点は図示の如く、ダイオード３
６．３７を通じてアナログスイッチのコントロール入力
と、比較器５２．５３を結ぶラインに接続されている。

ダイオード３６．３７は比較器５２．５３の出力側から
Ａ点向きとなっており、Ａ点がハイレベルであるため、
アナログスイッチ３５のコントロール入力Ａ、Ｂには、
比較器５２．５３の出力（ハイまたはローレベル）がそ
のまま入力される。

次に比較器５２．５３の出力が圧力センサ出力によりど
のように変化するかを説明する。

圧力センサ出力は、比較器５２．５５の非反転入力端子
に、比較器５４の反転入力端子に同時に入力される。ま
た各々の比較器には比較基準電位ＶＢ、Ｖ７が加えられ
ている。比較器５４．５５の両出力端子は接続されてお
り、比較器５３は、その接続された点の電位を反転する
機能をもつ。

比較器５４．５５の出力接続点をＢ点とすると。

Ｂ点電位は、圧力センサ出力がｖ７〜ｖ８の間にあると
きのみハイレベルであとはローレベルとなる。

それゆえ、比較器５３の出力はＢ点電位を反転したもの
、すなわち圧力センサ出力がｖ７〜ＶＯ間でのみローレ
ベル、あとはハイレベルという出力になる。一方、比較
器５２の出力は、圧力センサ出力がＶ７以上のときは、
ハイレベル、■７以下のときはローレベルとなる。比較
器？２．５３の出力端子は、アナログスイッチ３５のコ
ントロール入力端子Ｂ、Ａに接続されており、以上の説
明より、圧力センサ出力電位と、コントロール入力端子
Ａ、Ｂの値およびその時のアナログスイッチ３５のオン
チャンネルとの関係を第２表に示す。

第　　　２　　　表 Ｈ：ハイレベル　　Ｌ：ローレベル アナログスイッチ３５のｘ１〜ｘ３入力端子には、電源
電圧Ｖｃｃより抵抗分圧されたＶｌｌ、Ｖ９＋　ＶＩＯ
が印加されており、圧力センサ出力電圧により、上表の
真理値表に従って、アナログスイッチの出力端子Ｘに■
８〜ＶＩＯが出力されることになる。

例えば圧力センサの出力が、ゼロから上昇していった場
合、アナログスイッチのＸ端子には■δ。

■θ、ｖｔｏの順に電位が出力され、前記三角波と比較
されるため、電動機１４は弱入力から順次、強入力に自
動的に切替えられていく。これは、掃除機の吸口が床面
から浮いている場合や、フィルターが目づまりしていな
い場合には、電動機１４の入力を下げ、吸口が床面につ
いている時、フィルターが目づまりしてきた場合には、
電動機１４の入力を上げて運転できる自動運転とするこ
とが可能となる。

以上筒１〜３のケースを説明したが、本実施例による回
路は、電動機の入力を制御するためのトリガパルス発生
タイミングを三角波と、それに交わる直流電位とで決定
している。ところが電源周波数が５０　Ｈｚと６０Ｈｚ
の時では、三角波の周期も６０Ｈｚの方が短くなり、５
０　Ｈｚと６０ｔｌｚで同一の直流電位で比較していた
場合には、５０Ｈ，ｚと６０Ｈｚで点弧タイミングがず
れてしまい。

同一人力で運転できなくなる。

そのため、従来、三角波を充電する際の抵抗３９、ある
いはコンデンサ４０の定数を５０Ｈｚ。

６０　Ｈｚで切替える等の案があるが、本実施例の場合
、これを自動的に行うべく、三角波の充電電圧Ｖｐｐを
、前述第１図に示すフィルター回路において、５０Ｈｚ
、６０Ｈｚ時に自動的に切替えている。すなわち、前記
三角波充電電圧Ｖｐｐは、５０　Ｈｚ時より６０Ｈｚ時
の方を高くし、第５図に示す如く、結果として５０Ｈｚ
、６０Ｈｚで三角波高さＸが同一になるように設定する
。その結果、第５図に示すように三角形の相似則から５
０Ｈｚ時の図示ａ／Ａ、６０Ｈｚ時のｂ／Ｂは同一とな
り、三角波と比較する電位が同一の場合でも双方向性サ
イリスタの点弧タイミングを同一とすることができる。

またこの部分の他の実施例としては、前記フィルター回
路の出力電圧を、ホースの手元操作部への給電電位Ｖｏ
ｏに利用すると、三角波の高さが５０　Ｈｚと６０Ｈｚ
の時で６０Ｈｚの方が低くなっても、三角波と比較され
る直流電位ｖｏも低くなることから、双方向性サイリス
タの点弧角を５０　／　６０　Ｉ−Ｉ　ｚで同一とする
ことができる。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、電動機の入力を最大にし
ようとした場合、三角波と比較される直流電位を三角波
の谷点電位より下位にすることにより、三角波の立上り
開始時で前記双方向性サイリスタにトリガパルスを供給
でき、点弧タイミングも極小に抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す全体回路図、第２図は
第１図の主制御回路の回路図、第３図及び第４図は、双
方向性サイリスタのトリガパルスが得られるまでの各点
の電圧波形を示す略示図、第５図は５０Ｈｚと６０　Ｈ
ｚ時の三角波形状を示す略示図、第６図は従来例の三角
波を示す略示図である。２・・・余波整流回路、３・・
・主制御回路。 嘉３凹 宅４区

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、双方向性サイリスタにより電気掃除機内の電動送風
   機の入力を制御する回路で、該双方向性サイリスタのゲ
   ートにトリガパルスを供給するタイミングを、電源周波
   数に同期した三角波と、該三角波に交差する入力指示電
   位との交点により決定するものにおいて、前記三角波を
   制御回路のアース電位より上位にレベルシフトさせ、前
   記入力指示電位が、前記三角波を下回り、両者の交点が
   存在しなくなつた場合にも、前記三角波の立上り開始点
   において、前記双方向性サイリスタのゲートにトリガパ
   ルスを供給可能としたことを特徴とする電気掃除機の制
   御回路。