JPH01286513A - 電荷発生型検知素子の信号処理回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電荷発生型検知素子に発生した電荷を電圧変換
するための信号処理回路に関し、特に各種検知回路、フ
ィルタ回路等として好適に用いる電荷発生型検知素子の
信号処理回路に関する。

〔従来の技術〕

一般に、セラミック誘電体のうち、ある種の強誘電体セ
ラミックス、代表的には、チタン酸バリウム（ＢａＴｉ
Ｏｓ）　、チタン酸ジルコン酸鉛（Ｐｂ＋−ｘ　ｚｒＸ
　Ｔｉ０３）等は圧電性を有すると共に焦電性を有する
ことが知られている。これら圧電性、焦電性を利用して
なる電荷発生型検知素子（以下、検知素子という）は、
圧電型センサ、焦電型センサとして各種用途に利用され
ている。

具体的には、焦電型センサを人体より放射される赤外線
を検知する赤外線センサとして活用され、第７図に示す
ような人体検知システムとして適用したものが知られて
いる。

第７図において、１は赤外線による微小な温度変化を電
気的変化に変換する赤外線センサを構成する検知素子、
２は該検知素子１で発生した検出電流を電圧変換する電
流−電圧変換回路、３は電流−電圧変換回路２からの出
力電圧を増幅する増幅回路、４は該増幅回路３の次段に
設けられ、人体より得られる検知信号以外のノイズを除
去するローパスフィルり、５は諜亥ローパスフィルり４
からの出力を基準電圧と比較する比較回路、６はデジタ
ル回路、リレー回路等からなる出力回路を示し、検知素
子１が人体より放射される赤外線を検知したときには、
出力回路６は比較回路５からの出力によって例えば来客
報知信号を発生するようになっている。

しかし、前記検知素子１は焦電体が有する自発分極が温
度変化によって変化することにより電荷を発生するもの
であるため、出力される電流はＩ　Ｑ−１１〜１０−”
　Ａと微小電流にすぎず、この検知素子１を用いて人体
検知システムを構成するには、電流−電圧変換回路２と
してＩＱＩＩ〜１０１２Ωの高抵抗を用いて電流−電圧
変換する必要がある。

このため、従来技術による電流−電圧変換回路２として
、第８図に示すように演算増幅器２Ａ、、高抵抗Ｒ，か
らなる電流−電圧変換回路２Ａとして構成し、演算増幅
器２Ａｌの反転入力端子を検知素子ｌと接続することに
より、その出力端子から出力電圧Ｖ。ｕｌＬを発生する
ようにしたものが知られている。また、他の従来技術に
よる電流−電圧変換回路２として、第９図に示すように
電界効果トランジスタ２Ｂ１、高抵抗ＲＨ、ソース抵抗
Ｒ８からなるインピーダンス変換回路２Ｂとして構成し
、ゲートＧを検知素子１と接続することにより、ソース
抵抗Ｒ３の両端間電圧に基づいた電圧をソースＳから出
力電圧Ｖ　ｏａｔとして発生するようにしたものも知ら
れている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、上記第８図、第９図に示す従来技術の電圧変換
回路は、いずれも１０１１〜ＩＱｌｔΩという高抵抗Ｒ
９を使用しているために、次のような欠点がある。

第１に、検知素子１に発生する容量成分、演算増幅器２
Ａ１、電界効果トランジスタ２Ｂ＋等の能動素子が有す
る入力容量、さらにストレー容量等の容量成分と、高抵
抗ＲＨとにより電気的な応答遅れが発生する。特に、高
抵抗ＲＨは１０１〜１０１２Ωであるため、前記容量成
分と抵抗値とによって決定される時定数は、０．１〜１
秒のオーダーとなり、検知システム全体の応答性が悪化
し、人体検知以外の目的で使用する場合には得られる信
号のＳ／Ｎが低下するという欠点があった。

第２に、信号処理回路の小形化、ワンチップ化を図るた
めに、モノリシックＩＣ化が望まれているにもかかわら
ず、従来技術によるものは高抵抗Ｒ，の抵抗値が極めて
高いため回路のモノリシック化が困難であるという欠点
があった。

第３に、高抵抗ＲＨの抵抗値が高いため、抵抗値の偏差
を小さくするのが難かしく、また安定性にも問題があっ
た。さらに、高抵抗より発生するジョンソンノイズも問
題の一つであった。

一方、電荷発生型の検知素子は、本来的に外力や外部熱
によって作動するものであるため、周囲る の温度変化、振動等によ＼＼ノイズが発生しやすく、こ
のノイズの中には各種の周波数成分が含まれている。そ
こで、これらノイズによる誤動作を防止すべく、第１０
図ないし第１２図に示すように検知素子の複数化によっ
て信頬性の向上を図ったものも知られている。

即ち、第１０図は２個の検知素子ＩＡ、ＩＡ’を逆極性
で直列接続（直列対向接続）し、これをインピーダンス
変換回路２Ｂと接続したものであり、第１１図は２個の
検知素子ＩＢ、ＩＢ’を逆極性で並列接続（並列対向接
続）し、これをインピーダンス変換回路２Ｂと接続した
ものである。

このように構成することにより、ある程度の信頬性は向
上できるが、各素子に独立に発生するノイズ信号に対し
ては効果が小さいという欠点がある。

そこで、このようなノイズに対する信頼性を向上させる
ために、第１２図に示す如く、並列対向接続した２個の
検出素子ＩＢ、ＩＢ’を２Ｍｉで用い、これら各組の検
出素子ＩＢ、ＩＢ’をそれぞれ別個の電流−電圧変換回
路２，２と接続し、その出力電圧をＡＮＤ回路７を介し
て出力するように構成したものも知られている。しかし
、このように構成した場合には電流−電圧変換回路２の
モノリシックＩＣ化が困難なことと相まって、部品点数
が多く、コスト的にも高価となるという欠点がある。

本発明は前述した従来技術の欠点に鑑みなされたもので
、高抵抗を用いた電流−電圧変換回路を廃止し、スイッ
チトキャパシタ方式によって電圧変換を行なうようにし
た電荷発生型検知素子の信号処理回路を提供することを
目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明は、外因に依存して
電荷を発生する誘電体からなる電荷発生型の検知素子と
、該検知素子に発生した電荷を電圧変換して信号出力す
る電荷−電圧変換回路とからなる電荷発生型検知素子の
信号処理回路において、前記電荷−電圧変換回路は発生
した電荷を貯える第１段目のキャパシタと、該キャパシ
タから転送された電荷を貯える第２段目のキャパシタと
、該第１段目、第２段目のキャパシタ間に設けられた転
送スイッチと、該転送スイッチを介して転送された電荷
を前記第２段目のキャパシタの容量により電圧として変
換する演算増幅器と、該演算増幅器の出力側に設けられ
た出カスインチとからなるスイッチトキャパシタ回路に
よって構成し、かつ前記第１段目、第２段目のキャパシ
タのうち少なくとも１つのキャパシタは、前記検知素子
の容量成分を用いたことを特徴とする。

〔作用〕

このように構成することにより、誘電体からなる電荷発
生型検知素子は外力、外部熱等を与えることによって電
荷を発生し、発生した電荷は当該検知素子自体に容量成
分として形成される第１段目のキャパシタに貯えられる
。そして、転送スイッチをＯＮすることによって貯えら
れた電荷は第２段目のキャパシタに転送され、転送され
た電荷は演算増幅器によって第２段目のキャパシタの容
量との関係から電圧として演算され、出力スイッチのＯ
Ｎ動作によって出力電圧として出力される。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を第１図ないし第６図を参照しつ
つ、詳細に説明する。

第１図ないし第３図は第１の実施例を示す。

まず、第１図において、１１は前述したように外力、外
部熱等の外因によって電荷Ｑｌｌを発生する電荷発生型
の検知素子で、該検知素子１１は等価回路的には第２図
に示すように電流ｉ＋＋の定電流電源１１Ａと、電荷Ｑ
ｌｌを貯える容量成分Ｃ１１となるコンデンサＩＩＢと
から構成され、該容量成分ＣＩ　＋は後述するようにス
イッチトキャバシタ回路１９の第１段目のキャパシタと
なっている。

１２は同じく電荷Ｑ１ｇを発生する電荷発生型検知素子
からなるノイズ除去用検知素子で、該ノイズ除去用検知
素子１２も等価回路的には第２図に示すように電流ｉ＋
ｔの定電流電源１２Ａと、容量成分Ｃ＋Ｚとなるコンデ
ンサ１２Ｂとから構成されている。しかし、ノイズ除去
用検知素子１２はノイズの消去を目的とするものである
から、前記検知素子１１に対して逆極性をもって直列対
向接続されている。なお、前記ノイズ除去用検知素子１
２は必要に応じて設ければよく、また第１１図に示すよ
うに並列対向接続する構成としてもよい。

１３．１４は例えば電界効果トランジスタを用いたアナ
ログスイッチ等によって構成される転送スイッチで、該
転送スイッチ１３．１４はこれがＯＮとなることによっ
て検知素子１１．１２のコンデンサＩＩＢ、１２Ｂに貯
えられた電荷Ｑ、１゜Ｑ、ｔを後述のコンデンサ１５に
転送するものである。

１５はスイッチトキャパシタ回路１９の第２段目のキャ
パシタを構成すべく容ＩＣ＋ｓを有するコンデンサで、
該コンデンサ１５は転送スイッチ１３．１４がＯＮとな
ることによって検知素子１１．１２に発生した電荷Ｑ、
、、Ｑ、、を蓄積するものである。

１６は例えばアナログスイッチ等によって構成されるリ
セットスイッチで、１亥リセットスイッチ１６はコンデ
ンサ１５と並列に接続され、これがＯＮとなることによ
って該コンデンサ１５の電極間を短絡し、貯えた電荷を
零にリセットする。

１７は同じくアナログスイッチ等によって構成される出
力スイッチで、該出力スイッチ１７はこれがＯＮとなる
ことにより後述の演算増幅器１８で演算された出力電圧
Ｖ　ｏｕｔを次段の回路に出力する。

さらに、１８は演算増幅器で、該演算増幅器１８の非反
転入力端子は信号グランドに接続され、反転入力端子は
接続点ａにおいて転送スイッチ１３．１４、コンデンサ
１５、リセットスイッチ１６と接続され、出力端子は接
続点すにおいてコンデンサ１５、リセットスイッチ１６
、出力スイッチ１７と接続されている。そして、演算増
幅器１８は転送された電荷Ｑ　１１　、　　Ｑ　１　ｔ
とコンデンサ１５の容量ｃｐｓとから電荷−電圧変換を
行ない、出力電圧Ｖ、□を発生する。

ここで、本実施例によるスイッチトキャバシク回路１９
は、第１段目のキャパシタとなるコンデンサＩＩＢ、１
２Ｂ、転送スイッチ１３．１４、第２段目のキャパシタ
となるコンデンサ１５、リセットスイッチ１６、出力ス
イッチ１７および演算増幅器１８から構成され、スイッ
チトキャパシタフィルタとしての機能も有するものであ
る。

本実施例はこのように構成されるが、次にその作動ｃ−
ｖｂ゛Ｔ−，’ｌ！、３図４参Ｒ［、ｖ９述゛６・５初
めに、基本的動作としてノイズ除去用検＼素子１２が存
在しない場合について述べる。

まず、リセットスイッチ１６がＯＦＦした時刻ｔ０から
転送スイッチ１３がＯＮとなる時刻１゜までの時間Ｔ、
においては、検知素子１１には外力、熱等の外因に依存
して電荷ＱＩＩが貯えられる。

この間コンデンサ１５には電荷の蓄積はない。これは時
刻ｔ０以前でリセットスイッチ１６がＯＮであり、コン
デンサ１５の電極間が短絡されて電荷が零となり、かつ
演算増幅器１８は理想的であり、バイアス電流が流れな
いという条件で成立つ。

さて、時刻１．において転送スイッチ１３がＯＮとなる
と、検知素子１１に貯えられた電荷Ｑ、１は、時刻ｔ、
ｌまでの間に、 として、すべてコンデンサ１５に転送され、蓄積される
。ただし、ｎ、ｎ−１の添字は、スイッチ１４の０Ｎ１
０ＦＦの一周期に対応することを示すものである。この
結果、演算増幅器１８の出力端子には、 ＩＳ なる出力電圧ｖ０□が発生するように電荷−電圧（転送
スイッチ１３がＯＦＦした時間Δを後）において、出力
スイッチ１７をＯＮすると、出力電力スイッチ１７をＯ
ＦＦした後、時刻ｔ、に−てリセットスイッチ１６をＯ
Ｎとして、コンデンサ１５の電荷を零とし、再び次のサ
イクルに入る。

以上の動作は転送スイッチ１３のみをＯＮとする場合に
ついて述べたが、転送スイッチ１３゜１４を同時にＯＮ
とし、または出力スイッチ１７をＯＮとする前に転送ス
イッチ１３．１４を順次にＯＮすることにより、 として出力することができる。

然るに、本実施例では電荷−電圧変換回路はスイッチト
キャバシタ回路１９により構成しているから、従来技術
のような高抵抗を用いる必要がなく、高応答性をもった
信号処理回路とすることができる。

また、高抵抗が不要となり、しかも検知素子１１．１２
に誘電体薄膜を用いるようにすれば、スイッチ１３．１
４．１６，１７、コンデンサ１５、演算増幅器１８は基
板上に集積回路として形成しうるちのばかりであるから
、モノリシックＩＣ化が可能となる。

一方、リセットスイッチ１６がＯＦＦしてから出力スイ
ッチ１７がＯＮするまでの時間Ｔ３は出力スイッチ１７
がＯＮしている時間に比べて非常に長い。このため、時
間Ｔ−の間で突発的に発生した高い周波数成分を有する
ノイズは電荷Ｑ、。

ＱＩ！の一部とし平均化されてしまい、かつ出力スイッ
チ１７がＯＮＬ、ている微小時間にノイズが発生する確
率は極めて小さいから、高い周波数成分を有するノイズ
に対する影響をなくし、信幀性の高い信号処理回路とす
ることができ、検知精度を高めることができ−る。

さらに、検知素子１１．１２の容量成分Ｃｌ　ｌ　＊Ｃ
Ｉ□はスイッチトキャパシタ回路１９の一部として第１
段目のキャパシタを兼用する構成としているから、回路
構成が簡単となる。

さらにまた、スイッチトキャパシタ回路１９は、サンプ
リング周波数を適当に選ぶこと、即ちサンプリング時間
Ｔ３を決定することで、使用目的に応じた周波数特性を
有するスイッチトキャパシタフィルタ回路を実現するこ
とができる。

次に、第４図ないし第６図は本発明の第２の実施例を示
す。

然るに、本実施例の特徴は、検知素子は誘電体によって
形成され、当該検知素子自体が十分な容量成分を持って
いることに着目し、第１の実施例におけるコンデンサ１
５を廃止し、検知素子１２を当該コンデンサ１５として
使用するようにしたことにある。

即ち、第４図において、２１は第１の検知素子、２２は
転送スイッチ、２３は第２の検知素子、２４はリセット
スイッチ、２５は出力スイッチ、２６は演算増幅器を示
し、該演算増幅器２６の反転入力端子は接続点Ｃにおい
て転送スイッチ２２、検知素子２３、リセットスイッチ
２４と接続され、その出力端子は接続点ｄにおいて検知
素子２３、リセットスイッチ２４、出力スイッチ２５と
接続されている。従って、第１の実施例と比較すれば、
コンデンサ１５が廃止されて、ノイズ除去用検知素子１
２が第２の検知素子２３として置換され、転送スイッチ
１４が不要となっている。

ここで、各検知素子２１．２３は等価回路的には第５図
に示す如くであって、第１の検知素子２１は電流ｉ□の
定電流電源２１Ａと、電荷Ｑｔ。

を貯える容量成分Ｃ！ｌとなるコンデンサ２１Ｂとから
構成され、第２の検知素子２３も電流ｉ、の定電流電源
２３Ａと、発生した電荷Ｑ０と転送された電荷Ｑ２１を
貯える容量成分Ｃ１３となるコンデンサ２３Ｂとから構
成されている。従って、本実施例によるスイッチトキャ
パシタ回路２７は第１段目のキャパシタとなるコンデン
サ２１Ｂ、転送スイッチ２２、第２段目のキャパシタと
なるコンデンサ２３Ｂ、リセットスイッチ２４、出力ス
イッチ２５、および演算増幅器２６等から構成されてい
る。

本実施例はこのように構成されるが、次にその作動につ
いて第６図を参照しつつ述べる。

第６図中、ｔｏはリセットスイッチ２４がＯＦＦとなっ
た時刻、ｔ、は転送スイッチ２２がＯＮとなった時刻、
ｂ／は転送スイッチ２２がＯＦＦとなると共に出力スイ
ッチ２５がＯＮとなった時刻、１８′は出力スイッチ２
５がＯＦＦとなると共にリセットスイッチ２４がＯＮと
なった時刻を示している。

そして、リセットスイッチ２４がＯＦＦしてから転送ス
イッチ２２がＯＮとなるまでのｔ０≦ｔ≦ｔ１の時間Ｔ
１において、外因によって検知素子２１に蓄積される電
荷Ｑ□は、 となり、またリセットスイッチ２４がＯＦＦしてから出
力スイッチ２５がＯＮとなるまでの時間Ｔ　、　／にお
いて、外因によって検知素子２３に蓄積される電荷Ｑ０
は、次の（５）式となる。

ここで、転送スイッチ２２がＯＦＦしている時間Ｔ、の
間では、検知素子２１は演算増幅器２６と接続されない
から、（４）式による電荷Ｑ２．は出力電圧Ｖ　ａｎｔ
に影響しない、一方、検知素子２３は常時演算増幅器２
６と接続されているから、リセットスイッチ２４がＯＦ
Ｆしている時間Ｔ３＃の間では演算増幅器２６の出力電
圧■。ｕＬは電荷Ｑ０によって変化し、第６図中のｔ０
≦ｔ≦ｔ１間の特性のようになる。さらに、時刻Ｔ、で
転送スイッチ２２がＯＮとなると、検出素子２１に貯え
られた電荷Ｑｔｌは全て検出素子２３に転送され、時刻
ｔ、Ｉで出力スイッチ２５がＯＮとなると、出力電圧ｖ
０□は次段の回路に出力される。

これらのことから、時間ｔ０≦ｔ≦ｔＩ間における演算
増幅器２６の出力電圧をみてみると、（イ）ｔｏ≦ｔ≦
ｔ１間では、 （ロ）Ｌｓ　≦ｔ≦ｔ　、　１間では、（ハ）ｔ、′≦
ｔ≦ｔ、＃間では、 ｖ０□　＝□× ＺＳ となり、全体としては第６図のような特性となる。

然るに、本実施例では第１の実施例におけるコンデンサ
ー５を廃止し、第２の検出素子２３に形成されるコンデ
ンサ２３Ｂをスイッチトキャパシタ回路２７を構成する
第２段目のキャパシタと兼用しているから、回路構成を
一層簡略化することができる。

また、検出素子２１．２３は演算増幅器２６の反転入力
端子からみて逆極性に接続されている。

この結果、検出素子２１．２３に同様な外部熱、外力等
が作用した場合、転送スイッチ２２がＯＮとなった時点
で、これらに発生した電荷はキャンセルしあい、出力ス
イッチ２５をＯＮにしても出力電圧は発生しない。

よって、本実施例では検知素子２１または２３に電荷が
発生したときのみ、出力電圧ｖ　ｏａｔを発生するもの
で、一方の検知素子を補正用検知素子とすることができ
、安定的な検知動作が可能となる。

さらに、本実施例においても、ｔ３≦ｔ、Ｓｔ、間の時
間Ｔ４、出力スイッチ２５がＯＮとなっている時間Ｔ、
をｔ０≦ｔ≦１．間の時間Ｔ、に比較して十分に小さな
時間とすることにより、高い周波数成分を持つノイズに
対する影響をなくし、次段への出力を安定することがで
きる。

なお、各実施例では演算増幅器１８．２６は理想的な演
算増幅器として取扱ったが、実際には反転入力端子にバ
イアス電流ｉｓ　（−）が流れる（第４図参照）、シか
し、このバイアス電流分の出力は、 として均一に出力されるため、次段の回路で容易に補正
することができる。

また、実施例ではリセットスイッチ２４を設けるものと
して述べたが、例えば積分器、フィルタ回路等として用
いる場合には該リセットスイッチ２４を省略する構成と
してもよい。

さらに、実施例ではスイッチとしてアナログスイッチを
例示したが、他のスイッチを用いてもよいことは勿論で
ある。

さらにまた、各実施例の検知素子１１，１２゜２１．２
３は、第１０図の如く直列接続して用いてもよく、第１
１図の如く並列接続として用いてもよいことは勿論であ
る。

〔発明の効果〕

本発明に係る電荷発生型検知素子の信号処理回路は以上
詳細に述べた如くであって、電荷−電圧変換回路として
スイッチトキャパシタ回路によって構成し、少なくとも
１つのキャパシタは検知素子の容量成分を用いるように
したから、従来技術の高抵抗が不要となり、出力時の応
答性を高めると共に電荷−電圧変換回路のモノリシンク
ｒｃ化を可能とし、また検知時間に比較して出力時間を
短縮することができるから、高い周波数成分を有するノ
イズによる影響をなくし、さらにスイッチトキャパシタ
フィルタとして構成可能である等の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第３図は本発明の第１の実施例に係り、第
１図は本実施例による回路構成図、第２図は第１図の等
価回路図、第３図はスイッチ動作タイミングと出力電圧
の関係を示す線図、第４図ないし第６図は本発明の第２
の実施例に係り、第４図は本実施例の回路構成図、第５
図は第４図の等価回路図、第６図はスイッチの動作タイ
ミングと出力電圧の関係を示す線図、第７図ないし第１
２図は従来技術に係り、第７図は検知素子を用いた人体
検知システムを示すブロック図、第８図は第７図中の電
流−電圧変換回路を電流−電圧変換回路とした場合の回
路構成図、第９図は同じく第７図中の電流−電圧変換回
路を電界効果トランジスタを用いたインピーダンス変換
回路とした場合の回路構成図、第１０図は検知素子を直
列対向接続してなる第９図と同様の回路構成図、第１１
図は検知素子を並列対向接続してなる第９図と同様の回
路構成図、第１２図は検知素子と電流−電圧変換回路を
二重化した場合の構成を示すブロック図である。 １１．１２，２１．２３・・・検知素子１１Ｂ、１２Ｂ
、２１Ｂ・・・コンデンサ（第１段目のキャパシタ） １３．１４．２２・・・転送スイッチ １５．２３Ｂ・・・コンデンサ（第２段目のキャパシタ
） １６．２４・・・リセットスインチ １７．２５・・・出力スイッチ １８．２６・・・演算増幅器 １９．２７・・・スイッチトキャパシタ回路第１図 １ら 第２図 第３図 −口覇ｔ 第４図 ツム 第５図 ％ 第６図 ｆｆ閂　を 第７図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 外因に依存して電荷を発生する誘電体からなる電荷発生
   型の検知素子と、該検知素子に発生した電荷を電圧変換
   して信号出力する電荷−電圧変換回路とからなる電荷発
   生型検知素子の信号処理回路において、前記電荷−電圧
   変換回路は発生した電荷を貯える第１段目のキャパシタ
   と、該キャパシタから転送された電荷を貯える第２段目
   のキャパシタと、該第１段目、第２段目のキャパシタ間
   に設けられた転送スイッチと、該転送スイッチを介して
   転送された電荷を前記第２段目のキャパシタの容量によ
   り電圧として変換する演算増幅器と、該演算増幅器の出
   力側に設けられた出力スイッチとからなるスイッチトキ
   ャパシタ回路によって構成し、かつ前記第１段目、第２
   段目のキャパシタのうち少なくとも１つのキャパシタは
   、前記検知素子の容量成分を用いたことを特徴とする電
   荷発生型検知素子の信号処理回路。