JPH01291676A - 振動波モータ駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は振動波モータの速度を０から最高速度まで変
化でき、しかも定速度の駆動が可能な振動波モータ駆動
回路に関する。

〔従来の技術〕

近年、振動波モータが実用化されている。振動波モータ
は従来のＤＣモータ等に比べて低速・高トルクという特
徴の他、モータの形状がリング状にできるため、ギア類
が不必要でありモータの動作時の音が小さい等の長所が
ある。

しかしながら、ＤＣモータに比べてその駆動回路が複雑
になる欠点がある。これは、外的要因、例えば負荷や温
度、圧力等によって最適な駆動周波数ｆｏが変化するの
で、振動波モータを設計する際には、駆動周波数を最適
な駆動周波数に追尾する回路が必要になるからである。

周波数追尾回路の従来例が特開昭６０−１７６４７０号
公報、特開昭６１−１２４２７５号公報、特開昭６１−
２９５８８４号公報に開示されている。

また、振動波モータの速度を０から最高速度の間の任意
の一定速度に設定することが困難である。

例えば、ＤＣモータでは供給電源をオフしても慣性力が
あるために回転を維持できるため、供給電源のオフ時間
を制御しさえすれば、定速回転が可能である。しかし、
振動波モータは摩擦駆動であるので、供給電源をオフし
てしまうと、モータが急停止してしまうので、別方式の
速度制御回路が必要である。

これらの条件を満たした振動波モータ駆動回路の従来例
のブロック図を第１２図に示す。進行波型の振動波モー
タ４は入力電極４ａ、４ｂを有し、これらの電極４ａ、
４ｂに振幅、周波数が等しく位相が９０’ずれている正
弦波（ｓｉｒ＋θ。

±ｃｏｓθ）、または方形波等を印加すると、モータ４
は回転を開始する。

電圧制御発振器（ＶＣＯ）１の出力が分周・移相器２、
パワーアンプ３を介して入力電極４ａ。

４ｂに供給される。ＶＣＯＩは同じ周波数の鋸歯状波、
方形波信号を出力し、鋸歯状波信号はパルス幅変調（Ｐ
　Ｗ　Ｍ　）回路９に、方形波信号は分周・移相器２に
供給される。ＰＷＭ回路９の詳細を第１３図に示し、第
１３図中の周波数／電圧（Ｆ／Ｖ）変換器９ａの詳細を
第１４図に示す。

分周・移相器２、パワーアンプ３の詳細な回路図を第１
５図に、その信号波形を第１６図に示す。ＶＣＯ１から
の方形波信号は分周・移相器２中のリングカウンタ２ａ
により４分周され、φ０１〜φ０４（第１６図に示した
φ１〜φ４の破線の部分）とされる。φ０１〜φ０４が
アンドゲートに供給され、ＰＷＭ回路９の出力でゲート
され、φ１〜φ４とされる。

φ１〜φ４により、パワーアンプ３中のトランジスタＱ
１〜Ｑ４が順次オンしていく。トランジスタＱｌ、Ｑ３
とトランスＬｌ、およびトランジスタＱ２．Ｑ４とトラ
ンスＬ２はそれぞれプッシュプル増幅器として動作する
ため、モータ４の入力電極４ａ、４ｂへの印加電圧はト
ランスＬｌ。

Ｌ２の巻線比により決まる振幅、及びＶＣＯＩの出力の
１／４の周波数を有する交流電圧となる。

さらに、その両型圧はトランジスタＱ１とＱ２、トラン
ジスタＱ３とＱ４のオンのタイミングがちょうど９０°
ずれているので、互いに９０°ずれた出力となる。

こうして、モータ４は回転を開始するが、これだけでは
最適な駆動周波数ｆｏを実現できない。

そこで、駆動周波数を最適な駆動周波数ｆｏに追尾する
ために周波数追尾回路６が設けられている。

モータ４に取付けられたモニタ電極４ｃからモータを駆
動する進行波が発生する逆起電力ＶＰＢが検出される。

ＶＣＯ１の発振周波数の基準値は最適な駆動周波数ｆｏ
に対応しているが、振動波モータ４の特性は環境温度等
により変わりやすいので、周波数追尾回路６は分周・移
相器２の出力を受けた基準位相器５の出力する基準位相
θ０と、ＶＥＢの位相（正確には、ＶＦＲを波形整形し
たもの）を比較して、その両位相が一致するようにＶＣ
ＯＩへの制御電圧ｖ　ｃｏｎｔを制御する。このような
追尾が可能なのは、モニタ電極４ｃの検出電圧ＶＰＢの
位相は第１７図に示したように共振点ｆｏ付近で大きく
変化するからである。

モータの速度制御は前述したφ１〜φ４のパルス幅、す
なわちトランジスタＱ１〜Ｑ４をオンする時間を制御す
ることで、モータ４に加える電力を変化させることによ
り実現できる。第１２図で説明すると、モータ４にエン
コーダ７が接続され、エンコーダ７の出力が波形整形回
路８を介してモータの回転速度に比例した周波数を有す
る方形波となる。これが、ＰＷＭ回路９へ供給され、パ
ルス幅制御が行われる。

ＰＷＭ回路９では第１３図に示すように、波形整形回路
８からの信号が周波数／電圧（Ｆ／Ｖ）コンバータ９ａ
により、電圧ｖ　ｅｎｃに変換される。

第１４図に示すように、Ｆ／Ｖコンバータ９ａはワンシ
ョトマルチバイブレータと、ローパスフィルタからなる
。

この電圧Ｖ　ｅｎｅと速度制御電圧Ｖｓｐ（外部からの
信号）とが差動増幅器９ｂに入力され、両者の差か増幅
されて比較器９ｃに供給される。差動増幅器９ｂの出力
を第１６図のＶＣＯＩの出力鋸歯状波（実線）に対して
一点鎖線で示す。第１６図では差動増幅器９ｂの出力が
鋸歯状波の振幅のちょうど］−／２の場合を示す。

比較器９ｃはこの出力とＶＣＯ１がらの鋸歯状波とを比
較してＶＣＯＩの方形波出力と同期したパルス幅が可変
のパルスをＰ　Ｗ　Ｍ　９の出力として分周・移相器２
に供給する。このため、差動増幅器９ｂの出力か大きく
なれば、φ１〜φ４のパルス幅が広がり、逆に小さくな
るとパルス幅が狭くなる。

このような従来の駆動回路は常に周波数追尾をしながら
、かつ速度制御のためにＰＷＭを行ってモータを駆動す
るので、任意の定速回転が効率良く行われる。

なお、この駆動方法の他に、周波数を最適点からずらせ
ていって、回転数を落とす方法や、１）　ｗ　Ｍ以外の
方法でモータ入力電力を小さくすることにより任意の速
度を得る方法がある。

〔発明か解決しようとする課題〕

振動波モータの駆動回路の速度制御として求められる条
件としては次の３つかある。

（１）定速度性が良い （２）応答性が良い （３）安定性が良い （１）の定速度性が良いという条件は負荷、温度、電源
電圧の変動に対しても定速回転が得られるということで
ある。

（２）の応答性が良いという条件は速度を例えば５　Ｏ
ｒｐｍから１　Ｏｒｐｍに下げようとした時に、速度制
御電圧の変化にリアルタイムで追従することである。

（３）の安定性がよいという条件は具体的には回転の滑
らかさであり、回転のフラッキや、可聴音の発生（モー
タのうなり等による）がないことである。

しかし、これら３つの条件を全て満足することは困難で
ある。というのは、それらが互いに背反的な内容である
からである 例えば、（１）の条件を満たすためには、第１３図に示
す差動増幅器９ｂの利得αを十分に大きくする必要があ
る。

（２）の条件は第１４図に示したＦ／Ｖ変換器の具体例
で説明する。ワンショトマルチバイブレークにより一定
幅ｔのパルスが得られるので、電源電圧をＶｃｃとする
と、Ｆ／Ｖ変換出力Ｖ　ｅｎｃは（ｔ／Ｔ）ＸＶｃｃ−
ｔｘＶｃｃｘＦとナル。ココテ、Ｆ　（−１／Ｔ）は波
形整形回路８の出力の周波数である。そのため、（２）
の条件を満たすためには、ローパスフィルタの時定数（
ＲＩＸＣＩ）を小さくしなければならない。

ところか、この時定数を小さくすると、ＲＣによる充放
電が繰返されるので、Ｃ１の電位の変化か大きくなり、
Ｆ／Ｖ変換出力Ｖ　ｅｎＣが安定しないとともに、ノイ
ズがのりやすい。

逆に、時定数を大きくすると、エンコーダ出力が周波数
Ｆの変動に鈍感になってしまい、回転の安定性が失われ
る。さらに差動増幅器９ｂの利得αが大きいと、回転の
不安定さか一層顕著になってしまうので、安定性を求め
れば、定速度性・応答性はある程度犠牲にしなければな
らない。

こうした条件の下では、次のような問題が生じる。

（ａ）低速回転では負荷の変動により定速性が失われる
（定速性の欠如） （ｂ）速度を任意に変化させようとしても追従しない（
応答性の欠如） （ｃ）低速回転に設定してモータを駆動させようとする
と、スイッチのオン直後にモータが高速で回転し、低速
度になるのに、時間がかがる（応答性の欠如） （ｄ）低速〜中速において回転がふらついたり、振動し
たりする（安定性の欠如） この発明は上述の問題を解決するためになされたもので
、その目的は定速度性、応答性、安定性が良い振動波モ
ータ駆動回路を提供することである。

〔課題を解決するための手段、および作用〕この発明で
はモータの速度に応じた電圧と速度制御電圧を比較する
比較器と、その比較結果に基づいてアップカウント、ま
たはダウンカウントするカウンタと、カウンタの出力を
アナログ信号に変換する変換器を具備し、その変換器の
出力信号によりモータへ印加する駆動パルスのパルス幅
、または周波数を変化させ、モータへの印加電力を調整
する。

Ｃ実施例〕 以下図面を参照して、この発明による振動波モータ駆動
回路の実施例を説明する。第１実施例の全体の構成は第
１２図に示した従来例と同様であり、第１図はそのＰＷ
Ｍ回路のブロック因であり、第２図はその詳細な回路図
である。

Ｆ／Ｖ変換器９ａの出力ｖｅｎｃ　　（−ｔ　Ｘ　Ｖｃ
（ＸＦ）と速度制御電圧Ｖｓｐが電圧比較器９ｄで比較
される。電圧比較器９ｄはｖ　ｓｐ＞　ｖ　ｅｎｃなら
ば“０”を、Ｖｓｐ≦ｖ　ｅｎｃならば“１“を出力す
る。

電圧比較器９ｄの出力がアップ／ダウン（Ｕ／Ｄ）カウ
ンタ９ｅの制御端子に供給れる。Ｕ／Ｄカウンタ９ｅは
この信号が０”ならばダウンカウントを、“１′ならば
アップカウントを行う。

Ｕ／Ｄカウンタ９ｅの出力Ｑｌ、・・・Ｑｎは電圧加算
型のディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器９ｆでアナ
ログ値に変換され、比較器９Ｃの反転入力端に人力され
る。比較器９Ｃの非反転入力端にはＶＣＯＩから鋸歯状
波が供給される。

Ｄ／Ａ変換器９ｆの出力が０ならば、比較器９Ｃの出力
は常に“１″なので、パルス幅は最大になり、モータに
印加される電圧は最大となる。

逆に、Ｄ／Ａ変換器９ｆの出力が増加すると、モータに
印加される電圧は減少する。従って、ＶＳｐ＞　Ｖ　ｅ
ｎｃならば、Ｄ／Ａ変換器９ｆの出力が低くなり、モー
タへの電力供給が増え、Ｖｓｐ≦Ｖ　ｅｎｃならば、Ｄ
／Ａ変換器９ｆの出力が高くなり、モータへの電力供給
が減る。この一連の動作によりＶ　Ｓｌ）”　Ｖ　ｅｎ
ｃで収束するように、モータへの電力供給が制御される
。

なお、第２図において、電圧比較器９ｄの出力が１″、
または“０”のまま変化しないと、カウンタ９ｅの出力
Ｑｌ、・・・Ｑｎが（０，・・・０）〜（１，・・・１
）をスイープする形で繰返すことになる。

これを防止した変形例を第３図に示す。電圧比較器９ｄ
の出力とカウンタ９ｅの出力Ｑ２．・・・ＱｎがＡＮＤ
ゲート９ｇ、ＮＯＲゲート９ｈに入力される。ＡＮＤゲ
ート９ｇ、ＮＯＲゲート９ｈの出力がＯＲゲート９１を
介してカウンタ９ｅのイネーブル端子に入力される。こ
れにより、カウンタ９ｅの出力Ｑ２．・・・Ｑｎが０．
・・・０で、かつダウンカウントの時、またはＱ２．・
・・Ｑｎが１゜・・・１で、かつアップカウントの時に
はカウントを禁止する。

第１３図に示したように、従来では差動増幅器９ｂの出
力（−ａｘ　（Ｖｓｐ−Ｖｅｎｃ　）　）によりパルス
幅を変化させていた。従って、ＶＳＩＩ−Ｖｅｎｅ自体
の値が小さいため、利得αを大きくする必要があった。

ところが、そうすると、前述したように安定な回転が得
られなかった。

これに対して、この実施例では、差動増幅器９ｂではな
く、電圧比較器９ｄによりディジタル的ニパルス幅を変
化させるので、たとえ低速回転においても、Ｖｓｐ＞Ｖ
ｅｎｃならば最大パルス幅にまで変化可能である。この
ことは、いわば利得αが無限大であることを意味してい
る。

しかしながら、従来例と比べて単位時間当りの最大変化
量は小さくなる。このことが、利得αが無限大でありな
がら、回転の安定性を乱さない結果となる。例えば、ク
ロックから次のクロックまでの時間にＶ　ｓｐ　＞　Ｖ
　ｅｎｅを読取れば、ΔＶ（−ｖｓｐ−Ｖｅｎｅ）の量
に係わらず、カウンタ９ｅは１ビット分しかカウントア
ツプしない。

そのため、この実施例は安定性については同等問題はな
い。

従来例では、差動増幅器９ｂの利得αを大きくすると、
はとんど瞬時にΔＶを埋合わせるだけの帰還をかけてし
まう。この時、Ｆ／Ｖ変換器９ａの出力が安定していな
かったり、ノイズがのっていたりすると、その利得αの
大きさゆえに、正常な動作は望めなかった。

応答性は、従来はＦ／Ｖ変換器９ａの時定数に関わって
いた。ところが、第１実施例においては、Ｕ／Ｄカウン
タ９ｅに入力するクロックＣＬＫに主として関わること
になる。何故ならば、カウンタ９ｅがアップカウントす
るか、ダウンカウントするかは、ＣＬ　Ｋのタイミング
で判断されるためである。

つまり、Ｖ　ｅｎｅをサンプリングするため、従来例の
ようにＦ／Ｖ変換器９ａの時定数を大きくする必要がな
い。こうしたサンプリングはアナログ回路に比べて信号
の不規則な変動や、ノイズに強い特徴を持っている。従
って、応答性はクロックによりほぼ決定されるので、ク
ロックを適当な周波数に設定することにより、応答性を
良くできる。

安定性については、従来例で説明しなかった他の問題点
かある。Ｆ／Ｖ変換器９ａの出力の不安定性については
、サンプリングとカウンタ９ｅによる単位時間当りの変
化量の制限により解決されるが、モータ自体の応答の遅
れの問題がある。すなわち、モータへの供給電力や、駆
動周波数が変化しても、回転数がリアルタイムで変化す
るのではなく、ある時間遅れが存在する。しかも、振動
波モータは一定条件下で完全な定速回転となっているわ
けではなく、ある周期を持ったかすかな回転むらを有し
ている場合がある。

従って、応答性をあまり良くしすぎると、回転むらを抑
えるためにパルス幅が変化するが、パルス幅を変化させ
てもある一定時間後でないと、その効果はあられれない
。そのため、かすかな回転むらの周期と、モータの応答
時間遅れが同程度のある場合にはあたかも発振を起こし
たかのような状態になってしまう。すなわち、かすかな
回転むらを増大する結果になる。

これを防ぐにはカウンタ９ｅへのクロック時間、つまり
サンプリング時１ｉ５１を大きくしてやる必要があるが
、こうすると、応答性が劣化してしまう。

従来例てはＦ／Ｖ変換器９ａの時定数を大きくすればよ
かったが、この場合には、この時定数を大きくしても、
何の効果も得られず、時としては、逆効果である。

これを解決した変形例を第４図に示す。Ｄ／Ａ変換器９
ｆの出力が緩衝器１８を介してＦ／Ｖ変換器９ａに供給
される。

第５図に緩衝器１８の詳細を示す。緩衝器１８は演算増
幅器１８ａ、抵抗Ｒ３，Ｒ４，、Ｒ５からなる。Ｄ／Ａ
変換器９ｆの出力ＶＤＡが抵抗Ｒ４を介して演算増幅器
１８ａの反転入力端子に供給される。演算増幅器１８　
ａの非反転入力端子には基準電圧Ｖ　ｒｅｒが供給され
る。演算増幅器１８ａの出力端子と反転入力端子との間
には帰還抵抗Ｒ５が接続される。演算増幅器１８ａの出
力端子が抵抗Ｒ３を介して接地されるとともに、Ｆ／Ｖ
変換器９ａのコンデンサＣ１に接続される。

演算増幅器１８ａの出力、すなわち、抵抗Ｒ３とコンデ
ンサＣ１の接続点の電圧ＶｏはＶｏ　−Ｖｒｅｆ ＋　（１５／Ｒ４）（Ｖｒｅｆ　−ＶＤＡ）であり、Ｄ
／Ａ変換器９ｆの出力が反転されて演算増幅器１８ａの
出力に生じる。

また、コンデンサＣ１の電荷はＲＩＸＣＩの時定数によ
り放電されるので、この時定数よりも短い時間にわたる
変化のみがＦ／Ｖ変換器９ａの出力に伝達される。

このため、Ｄ／Ａ変換器９ｆの出力がスタティックな場
合、Ｆ／Ｖ変換器９ａの出力ｖ　ｅｎａはＤ／Ａ変換器
９ｆの出力には全く影響されない。

ところが、Ｄ／Ａ変換器９ｆの出力が短時間の内に急激
に大きく変化すると、コンデンサＣ１は接地側がΔＶｏ
変化したときに、Ｒ１側もΔＶＯだけ変化する。従って
、モータのかすかな回転むらのために、例えばカウンタ
９ｅがアップカウントしても、緩衝器１８がＤ／Ａ変換
器９ｆの出力を反転して、ＶＯを急激に引下げ、従って
Ｖ　ｅｎｃも引下げるため、比較器９ｄは逆に“０′の
出力を出し、カウンタ９ｅはダウンカウントする。

この緩衝器１８の反転増幅率を適当に選択しておけば、
この緩衝器１８はＶ　ｅｎｃとＶｓｐとかある電位差の
以下の時しか影響を与えない。つまり、Ｖ　ｅｎｃとＶ
ＳＩ）との電位差がΔＶＯ以内でなければ、この効力は
発揮されない。従って、任意の速度変化を意図する時に
は、何ら影響を与えないため、応答性が悪化することも
ない。

第６図は緩衝器１８の他の具体例である。この例でも、
コンデンサＣ２のＶｏ側の大きな変位が生じる時に、コ
ンデンサＣ１の電位に変化が生じるような構成になって
いる。

このように第１実施例によれば、モータの速度に応じた
電圧を目標速度に応じた電圧と比較し、比較結果に応じ
てカウンタをアップカウント、またはダウンカウントさ
せ、このカウント値に基づいてパルス幅変調された駆動
パルスによりモータへの印加電力を調整することにより
、定速度性、応答性、安定性がよい振動子モータ駆動回
路が提供される。また、モータの急激な速度変化を緩和
しているので、モータ自体の応答の遅れによりモータの
かすかな回転むらを増大することが防止される。

第７図に第２実施例のブロック図、第８図にその詳細な
回路図を示す。

第２実施例は速度制御を周波数制御によって行う実施例
である。波形整形回路１０はモニタ電極４ｃから得られ
た電圧ＶＰＢを波形整形する。この信号と、基準位ト目
器５から出力された基準位相とが駆動点検出回路１１で
比較される。ここで、波形整形回路１０の出力と基僧位
相器５の出力の位相が一致するときに最適な駆動周波数
になるように設定しておけば、スイッチＳＷＩがＸ−Ｘ
ｏてオンの時、Ｕ／Ｄカウンタ１４は駆動点検出回路１
１の出力によりアップカウント、またはダウンカウント
するので、カウンタ１４の出力をＤ／Ａ変換器１５を介
してＶＣＯ１に制御電圧として供給すれば、ＶＣＯＩは
常に最適な駆動周波数で発振する。

速度制御の際は、スイッチＳＷＩをＸ−Ｘｌでオンする
。この時は、第１図に示した第１実な包例と同じ構成に
なる。

第８図において、スイッチＳＷＩがＸ−Ｘｏでオンの場
合を先ず説明する。基準位を目は駆動点検出回路１１と
してのＤ型フリップフロップにクロックとして入力され
る。Ｄ型フリップフロップの出力がスイッチＳＷＩのＸ
−Ｘｏを介（、てＵ／Ｄカウンタ１４のＵ／Ｄ制御端子
に供給される。基準位相の立上がりエツジの点で波形整
形回路１０の出力か“０゛だとＵ／Ｄカウンタ１４はダ
ウンカウント、“１“だとアップカウントを行う。

カウンタ１４の出力はＤ／Ａ変換器１５によりアナログ
値に変換され、ＶＣＯＩの制御電圧Ｖ　ｃｏｎｔとなる
。ＶＣＯｌの発振周波数はｖｃｏｎｔ−０の時、つまり
カウンタ１４の出力Ｑ１．・・・Ｑｎが０．・・・０の
時、最低値ｆ　ｍｉｎとなり、Ｑｌ。

・・・Ｑｎが１．・・・１の時に、発振周波数は最高値
ｆ　ｎ＋ａｘとなる。つまり、カウンタ１４がアップ力
ウトすれば、発振周波数か高くなり、ダウンカウントす
ると、発振周波数は低くなる。これにより、基準位相の
立上がりエツジと波形整形回路１０の出力の立上がりエ
ツジとが一致する周波数を追尾する。

次に、スイッチＳＷ１がＸ−ＸＩでオンの速度制御の場
合を説明する。電圧比較器１３はＦ／Ｖ変換器１２の出
力Ｖ　Ｃ！ｎｅと、速度制御電圧Ｖｓｐとを比較し、Ｖ
ｅｎｅ＞Ｖｓｐならば“Ｏ”、Ｖｅｎｅ≦Ｖｓｐならば
“１＃を出力する。フリップフロップ１１の出力が“Ｏ
”の時、すなわち、最適な駆動周波数よりも高い時には
、ＮＡＮＤゲートＮＡＩにより、カウンタ１４はＶ　Ｑ
ｎＱ　＞　Ｖ　Ｓｐならばアップカウント、ｖ　ｅｎｃ
≦ＶＳＩ）ならばダウンカウントする。第１７図に示し
たように、周波数が最適駆動周波数よりも高くなればな
る程、回転数は低くなるので、ＶＱｎｅ−Ｖｓｐの点で
収束する。フリップフロップ１１の出力か“１”の時、
すなわち、最適な駆動周波数よりも低い時には、ＮＡＮ
ＤゲートＮＡＩの出力は常に“１”となるので、カウン
タ１４はアップカウントしか行わない。すなわち、必ず
最適な駆動周波数よりも高い周波数でしか駆動できない
。一般に、最適な駆動周波数よりも低い周波数は、効率
が悪い、不安定である、周波数の変化に対する回転数の
変化の割合いが大である等の理白により使われない。

さらに、カウンタ１４の出力Ｑ２．・・・Ｑｎが１゜・
・・１で、かつ、電圧比較器１３の出力が“０“の時、
つまりアンプカウントの時には、カウント基土になるた
め、ｆ　ｌｌ１ａＸを越えること、すなわち、カウンタ
の繰返し動作によるｆ　ｍｉｎへの変遷は行われない。

従って、速度制御の際には、周波数をｆｏ〜ｆ　ｌｌ１
ａＸの範囲内で、変化させて速度を一定に保つことがで
きる。なお、第２実施例においても第１実施例と同様な
緩衝器を設けてもよい。

第９図に第３実施例のブロック図を示す。第３実施例は
パワーアンプ１３内のトランジスタＱ１〜Ｑ４のベース
電流を制御することで、モータ４に印加される電力を変
化させて、速度制御する。

Ｄ／Ａ変換器９ｆの出力が比較器９Ｃではなく電流源１
６に入力される。電流源１６ではＤ／Ａ変換器９ｆの出
力ＶＤＡを受けて、抵抗ＲＯの電位Ｖｌ？ＯをＶＤＡに
保つように演算増幅器ＯＰ２が働く。

すると、抵抗ＲＯには■−ｖｏＡ／Ｒｏの電流が流れ、
カレントミラー回路を介して分周・移相器２のマルチプ
レクサ２ｂにも電流Ｉか流れる。マルチプレクサ２ｂは
コントローラ２ａによりｖＣＯ］の周波数に同期して、
φ１→φ２−φ３−φ４→φ］→φ２→・・・の順にス
イッチングされる。

従って、第１３図に示した従来例と動作は同じであるか
、トランジスタＱ１〜Ｑ４にカウンタ１４のカウント値
に応じた可変電流■を流すこと・ができる点で第１３図
とは異なっている。この電流■はトランジスタＱ１〜Ｑ
４のベース電流として加えられるので、トランジスタＱ
１〜Ｑ４はそのｈｆ’ｅ倍の電流を流すことができる。

従って、電流Ｉを制御することで、速度制御ができる。

第１０図は第９図のトランジスタＱ１〜Ｑ４をパワーＦ
ＥＴＱ１＝〜Ｑ４−に変えて電流源１６の代わりに電圧
源１６″を使用し、同じように速度制御した変形例であ
る。

第１１図に第４実施例のブロック図を示す。

第４実施例は、周波数・パルス幅・ベース電流、または
ゲート電圧を複合的に変化させて、速度制御を行う実施
例である。電圧比較器１３までは同様であるが、電圧比
較器１３の後段に速度制御回路１７を設けたこと、さら
にその後段にパルス幅・周波数・ベース電流、ゲート電
圧をそれぞれ変化させることができるように、それぞれ
Ｕ／Ｄカウンタ１４°、１４’、ＤＡ変換器１５′。

１５′と、電流・電圧コントローラ１６′を用いている
ことが新たな点である。

そして、速度制御を、例えば、ある範囲までをＰＷＭで
変化させ、あとは周仮数で変化させるといったような方
法で実現する。これが可能なのは、電圧比較器９ｃから
Ｕ／Ｄカウンタ１４までの処１里かディジタル化されて
いるからである。

こうすることで、周波数による速度制御やＰＷＭなどの
電力変化による速度制御の欠点を互いに補うことができ
る。すなわち、周波数による速度制御では、別モードの
振動が入り込むため、速度０においてもステータが浮い
た状態になるので、速度Ｏてカクッと止まることがない
ため、０まての低速化がやりやすいが、低速で、効率が
悪く、また周波数もモータによっては広くとれるような
構造にする必要がある。逆に、ＰＷＭ等の電力変化によ
る速度制御は効率が悪いが、速度０付近で急にカクッと
止まる点ができる場合があり、周波数による速度制御程
には滑らかではない。そこで、中〜高速ではＰＷＭ等で
電力を制限する方法で速度制御を行い、低速では、パル
ス幅を狭くし、またはベース電流を低めに押えて、あと
は周波数を変えて速度制御を行うと効率や低速度性につ
いて優れた制御が可能である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明の振動波モータ駆動回路
によれば、低速度においても利得が無限大と考えられる
ので、負荷、電源電圧、その他の影響により定速度性が
失われることがない。速度を任意に変化させようとする
と、モータの回転速度もそれに追従するので、応答性が
よい。さらに、回転開始時のモータの急激な回転がなく
、低速〜中速度でも回転が滑らかであるため、安定性に
優れている。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の振動波モータ駆動回路の第１実施例
のブロック図、第２図は第１図の詳細な回路図、第３図
は第１実施例の第１の変形例のブロック図、第４図は第
１実施例の第２の変形例のブロック図、第５図は第４図
の詳細な回路図、第６図は第１実施例の第３の変形例の
ブロック図、第７図はこの発明の第２実施例のブロック
図、第８図は第７図の詳細な回路図、第９図はこの発明
の第３実施例のブロック図、第１０図は第３実施例の変
形例のブロック図、第１１図はこの発明の第４実施例の
ブロック図、第１２図は振動波モータ駆動回路の従来例
のブロック図、第１３図は従来例のパルス幅変調回路の
ブロック図、第１４図は従来例の周波数／電圧変換器の
ブロック図、第１５図は従来例の分周・移相器のブロッ
ク図、第１６図は従来例の信号波形図、第１７図は一般
的な振動波モータの特性を示す図である。 １・・・電圧制御発振器、２・・・分周・移相器、４・
・・振動波モータ、６・・・周波数追尾回路、９・・・
パルス幅変調回路、９ａ・・・周波数／電圧変換器、９
ｄ・・・電圧比較器、９ｅ・・・アップ／ダウンカウン
タ、９ｆ・・・ディジタル／アナログ変換器。 出願人代理人　弁理士　坪井　淳 第１１０ 第　４　図 第１２図 第１３図 第１４図 第　９　ｂ ；；１６［ｄ 局波叡ｆ 手続補正書 昭和　　年６３プ）Ｑ、ｉ 特許庁長官　吉　１）文　孜　殿 １、事件の表示 Ｉｒ：′１願昭６３−１１９９８５号 ２、発明の名称 振動波モータ駆動回路 ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 （０３７）オリンパス光学工業（ニド式会社４、代理人 東京都千代田区霞が関３丁目７番２号　ＵＢＥビル〒１
００　　電話　０３　Ｃ５０２＞３１８１　（大代表）
（０８８１）　　　弁理士　　坪　　井　　　　　　淳
　　　１５、自発補正　　　　　　　　　　　　　　１
と 「φ１〜φ４のパルス幅が・・・狭くなる」を「φ１〜
φ４のパルス幅が挟まり、逆に小さくなるとパルス幅が
広がる」と訂正する。 （２）　　明細（！ｆ第１１頁第１５行目に記載の「供
給れる」を「供給される」と訂正する。 叱坪’−，，ｒｉ’ １．４＝二Ｊ：２ ！看桓

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）振動波モータの回転速度に比例した周波数の信号
   を出力する回転検出手段と、前記回転検出手段の出力を
   アナログ電圧値に変換する手段と、前記変換手段の出力
   を目標速度信号と比較する手段と、カウント値が前記比
   較手段の出力により増加、または減少するカウンタ手段
   と、前記カウンタ手段の出力をアナログ値に変換するＤ
   ／Ａ変換器と、前記アナログ値によって決定される電力
   を振動波モータへ印加する手段を具備する振動波モータ
   駆動回路。
2. （２）回転速度の急激な変化による印加電圧の急激な変
   化を緩和するための緩衝器をさらに具備することを特徴
   とする請求項１記載の振動波モータ駆動回路。