JPH0130269B2 - - Google Patents
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- JPH0130269B2 JPH0130269B2 JP55038011A JP3801180A JPH0130269B2 JP H0130269 B2 JPH0130269 B2 JP H0130269B2 JP 55038011 A JP55038011 A JP 55038011A JP 3801180 A JP3801180 A JP 3801180A JP H0130269 B2 JPH0130269 B2 JP H0130269B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- power supply
- circuit
- supply voltage
- voltage dividing
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、誘導加熱調理器に関し、特に、商用
交流電源の電圧変動を検知して負荷への入力電力
が一定となるよう安定化機能を付加したものであ
る。
交流電源の電圧変動を検知して負荷への入力電力
が一定となるよう安定化機能を付加したものであ
る。
誘導加熱調理器は、熱効率（熱出力／入力電
力）が80％程度であり、ガス調理器に比べると、
やや火力が低い。それ故一般家庭の電流容量の許
す範囲でできるだけ入力電力の定格を高くする必
要があり、通常1200W程度（電流容量を15A）に
設定されている。しかしこの種誘導加熱調理器に
あつては入力電力が電源電圧に比例若しくは２乗
に比例して変化するため、実際には第３図に破線
で示す如く約1000から約1400W程度まで変動する
ため、電圧上昇時には、一般家庭用の電流容量を
越えてしまう危険がある。
力）が80％程度であり、ガス調理器に比べると、
やや火力が低い。それ故一般家庭の電流容量の許
す範囲でできるだけ入力電力の定格を高くする必
要があり、通常1200W程度（電流容量を15A）に
設定されている。しかしこの種誘導加熱調理器に
あつては入力電力が電源電圧に比例若しくは２乗
に比例して変化するため、実際には第３図に破線
で示す如く約1000から約1400W程度まで変動する
ため、電圧上昇時には、一般家庭用の電流容量を
越えてしまう危険がある。
本発明は、このような電源電圧の変動に対応し
た、常に安定した入力電力が得られるよう改良を
図つたものである。第１図は本発明実施例ブロツ
ク図を示し、１は交流電源、２は電源スイツチ、
３はダイオードをブリツジ接続してなる整流回
路、４はフイルタ回路でチヨークコイル５及び平
滑コンデンサ６よりなり、このコンデンサ６の容
量は小さく設定され、これより得られる電圧は、
殆んど平滑されない脈流電圧となつている。７は
フイルタ回路４を通して直流電源が供給される誘
導コイルで平板状に巻回され、セラミツク板等よ
りなるトツププレート８の裏面に近接配置されて
いる。９はトツププレート８上に載置される鉄、
ステンレス等よりなる調理鍋、１０は誘導コイル
７と直列接続されたスイツチング素子で、本実施
例ではGCS（ゲート・コントロールド・スイツ
チ）（商品名）を使用している。１１はGCS１０
のアノード・カソード間に逆並列に接続されたフ
ライホイールダイオード、１２は共振コンデンサ
であり、上記誘導コイル７、GCS１０、フライ
ホイールダイオード１１及び共振コンデンサ１２
にてインバータ１３が構成される。このインバー
タ１３は自制式インバータと呼ばれる動作方式の
もので起動信号発生回路１４より与えられる起動
信号により発振を開始し、その後はゲート信号発
生回路１５から発せられるゲート信号により発振
を継続する。１６はGCS１０のゲートに正又は
負の信号を与え、これをオン・オフ駆動するイン
バータ駆動回路、１７は、このインバータ駆動回
路１６を制御するフリツプフロツプで起動信号及
びゲート信号により動作する。１８は交流電源１
電圧が降圧トランスPTを介して加えられる整流
回路で、定電圧回路を含みその出力電圧＋Vcc
（約8V）は起動信号発生回路１４、ゲート信号発
生回路１５、分圧回路１９及び分圧比制御回路２
０に駆動電源として供給される。ここで起動信号
発生回路１４は、インバータ１３の最初の起動信
号を与えるもので所定の周期例えば0.4秒周期で
発振し、一旦発振開始すると発振停止するまでそ
の動作は禁止される。またゲート信号発生回路１
５は、自制発振用のトリガパルスを発生しGCS
１０のゲートにオン・オフ信号を与えるもので、
その機能を説明すると最初起動信号によつてイン
バータ１３が起動された後はGCS１０側の誘導
コイル電圧Vcによりフリツプフロツプ１７をセ
ツトしてGCS１０のゲートに信号を与えてこれ
を導通する。その後GCS１０導通によりそのカ
ソード接地間に巻装されたカレント・トランス
CTの出力電圧が誘導コイル７の入力側電圧VAに
よつて設定される基準レベルより大きくなつた時
点でフリツプフロツプ１７をリセツトしGCS１
０を遮断する。これにより誘導コイル７に蓄積さ
れたエネルギーが共振コンデンサ１２へ充電さ
れ、さらにこれに続いてこのコンデンサ１２の放
電が始まる。この放電が終了するとこの間に誘導
コイル７に蓄積されたエネルギーがダイオード１
１を通して流れ、この放電が終了し、GCS１０
のアノード・カソード間電圧が負から正へ変つた
時点で再びGCS１０が導通し、次の発振サイク
ルが始まる。なお、上記ダイオード１１の導通期
間には、電圧Vcは負となり、この負信号により
GCS１０のゲートにオン信号が加えられ、アノ
ード・カソード間電圧が正に変つた瞬間これが導
通するのである。このようにして自制発振が継続
し、その発振周波数は約20〜40KHzである。
た、常に安定した入力電力が得られるよう改良を
図つたものである。第１図は本発明実施例ブロツ
ク図を示し、１は交流電源、２は電源スイツチ、
３はダイオードをブリツジ接続してなる整流回
路、４はフイルタ回路でチヨークコイル５及び平
滑コンデンサ６よりなり、このコンデンサ６の容
量は小さく設定され、これより得られる電圧は、
殆んど平滑されない脈流電圧となつている。７は
フイルタ回路４を通して直流電源が供給される誘
導コイルで平板状に巻回され、セラミツク板等よ
りなるトツププレート８の裏面に近接配置されて
いる。９はトツププレート８上に載置される鉄、
ステンレス等よりなる調理鍋、１０は誘導コイル
７と直列接続されたスイツチング素子で、本実施
例ではGCS（ゲート・コントロールド・スイツ
チ）（商品名）を使用している。１１はGCS１０
のアノード・カソード間に逆並列に接続されたフ
ライホイールダイオード、１２は共振コンデンサ
であり、上記誘導コイル７、GCS１０、フライ
ホイールダイオード１１及び共振コンデンサ１２
にてインバータ１３が構成される。このインバー
タ１３は自制式インバータと呼ばれる動作方式の
もので起動信号発生回路１４より与えられる起動
信号により発振を開始し、その後はゲート信号発
生回路１５から発せられるゲート信号により発振
を継続する。１６はGCS１０のゲートに正又は
負の信号を与え、これをオン・オフ駆動するイン
バータ駆動回路、１７は、このインバータ駆動回
路１６を制御するフリツプフロツプで起動信号及
びゲート信号により動作する。１８は交流電源１
電圧が降圧トランスPTを介して加えられる整流
回路で、定電圧回路を含みその出力電圧＋Vcc
（約8V）は起動信号発生回路１４、ゲート信号発
生回路１５、分圧回路１９及び分圧比制御回路２
０に駆動電源として供給される。ここで起動信号
発生回路１４は、インバータ１３の最初の起動信
号を与えるもので所定の周期例えば0.4秒周期で
発振し、一旦発振開始すると発振停止するまでそ
の動作は禁止される。またゲート信号発生回路１
５は、自制発振用のトリガパルスを発生しGCS
１０のゲートにオン・オフ信号を与えるもので、
その機能を説明すると最初起動信号によつてイン
バータ１３が起動された後はGCS１０側の誘導
コイル電圧Vcによりフリツプフロツプ１７をセ
ツトしてGCS１０のゲートに信号を与えてこれ
を導通する。その後GCS１０導通によりそのカ
ソード接地間に巻装されたカレント・トランス
CTの出力電圧が誘導コイル７の入力側電圧VAに
よつて設定される基準レベルより大きくなつた時
点でフリツプフロツプ１７をリセツトしGCS１
０を遮断する。これにより誘導コイル７に蓄積さ
れたエネルギーが共振コンデンサ１２へ充電さ
れ、さらにこれに続いてこのコンデンサ１２の放
電が始まる。この放電が終了するとこの間に誘導
コイル７に蓄積されたエネルギーがダイオード１
１を通して流れ、この放電が終了し、GCS１０
のアノード・カソード間電圧が負から正へ変つた
時点で再びGCS１０が導通し、次の発振サイク
ルが始まる。なお、上記ダイオード１１の導通期
間には、電圧Vcは負となり、この負信号により
GCS１０のゲートにオン信号が加えられ、アノ
ード・カソード間電圧が正に変つた瞬間これが導
通するのである。このようにして自制発振が継続
し、その発振周波数は約20〜40KHzである。
分圧回路１９及び分圧比制御回路２０は、ゲー
ト信号発生回路１５に入力する基準レベルを設定
するもので、第２図にその具体例を示す。分圧比
制御回路２０は、２個の比較回路COM１，COM
２を有し、その入力端には定電圧Vccを抵抗２
１，２２，２３にて分圧して得た基準信号が与え
られ、比較回路COM１の基準信号は、他方の比
較回路COM２のそれより大きく設定されている。
また両比較回路COM１，COM２の入力端に
は、インバータ電源電圧VAを抵抗２４，２５及
びコンデンサ２６にて平均化した信号が加えられ
る。分圧回路１９は、２個のトランジスタQ1，
Q2を含み、これらは、比較回路COM１，COM
２の出力によりオン・オフ制御され、各出力が
“Ｈ”レベルにあるとき導通する。COM３は、ゲ
ート信号発生回路１５内に組み込まれた比較回路
で、入力端にはカレント・トランスCTの検知
電流が、抵抗２７，２８にて電圧信号に変換され
て入力され、他方入力端には、電圧VAが抵抗
２９，３０にて分圧されて加えられる。これら抵
抗２９，３０には、スイツチングトランジスタ
Q1，Q2を介して、他の抵抗３１，３２が並例接
続されている。
ト信号発生回路１５に入力する基準レベルを設定
するもので、第２図にその具体例を示す。分圧比
制御回路２０は、２個の比較回路COM１，COM
２を有し、その入力端には定電圧Vccを抵抗２
１，２２，２３にて分圧して得た基準信号が与え
られ、比較回路COM１の基準信号は、他方の比
較回路COM２のそれより大きく設定されている。
また両比較回路COM１，COM２の入力端に
は、インバータ電源電圧VAを抵抗２４，２５及
びコンデンサ２６にて平均化した信号が加えられ
る。分圧回路１９は、２個のトランジスタQ1，
Q2を含み、これらは、比較回路COM１，COM
２の出力によりオン・オフ制御され、各出力が
“Ｈ”レベルにあるとき導通する。COM３は、ゲ
ート信号発生回路１５内に組み込まれた比較回路
で、入力端にはカレント・トランスCTの検知
電流が、抵抗２７，２８にて電圧信号に変換され
て入力され、他方入力端には、電圧VAが抵抗
２９，３０にて分圧されて加えられる。これら抵
抗２９，３０には、スイツチングトランジスタ
Q1，Q2を介して、他の抵抗３１，３２が並例接
続されている。
次に、このような構成の分圧回路１９及び分圧
比制御回路２０の動作を説明する。いま、電源電
圧が正常の値すなわち100Vを中心とし、±3Vの
範囲内にある場合比較回路COM１の出力は“Ｌ”
レベルに、また比較回路COM２の出力は“Ｈ”
レベルとなつている。この関係は、抵抗２１，２
２，２３は調節することにより得られる。したが
つてこの場合、トランジスタQ2のみオンとなつ
ているから、比較回路COM３の入力端に加え
られる基準レベル信号は抵抗２９，３０，３２に
より決定される。
比制御回路２０の動作を説明する。いま、電源電
圧が正常の値すなわち100Vを中心とし、±3Vの
範囲内にある場合比較回路COM１の出力は“Ｌ”
レベルに、また比較回路COM２の出力は“Ｈ”
レベルとなつている。この関係は、抵抗２１，２
２，２３は調節することにより得られる。したが
つてこの場合、トランジスタQ2のみオンとなつ
ているから、比較回路COM３の入力端に加え
られる基準レベル信号は抵抗２９，３０，３２に
より決定される。
次に、電源電圧が、上昇し、103V以上になつ
たときは、比較回路COM１の入力信号は、
入力端の基準信号より大きくなり、その出力は
“Ｈ”レベルに反転する。これによりトランジス
タQ1がオンとなり、分圧抵抗３１が新たに加わ
り、比較回路COM３の基準レベルは下がり、し
たがつてGCS１０電流は小さくなり発振周波数
は上昇し負荷への入力電力は低下する。
たときは、比較回路COM１の入力信号は、
入力端の基準信号より大きくなり、その出力は
“Ｈ”レベルに反転する。これによりトランジス
タQ1がオンとなり、分圧抵抗３１が新たに加わ
り、比較回路COM３の基準レベルは下がり、し
たがつてGCS１０電流は小さくなり発振周波数
は上昇し負荷への入力電力は低下する。
他方電源電圧が下降し、97V以下になつたとき
は、比較回路COM２の入力端に加わる信号が、
入力端に加わる基準信号より小さくなり、その
出力は“Ｌ”レベルに反転する。それ故、トラン
ジスタQ2は、オフとなり、抵抗３２の接続が遮
断され、比較回路COM３の基準レベルは上昇す
る。これに伴つてGCS１０電流は大きくなり、
発振周波数は低下し、負荷への入力電圧は上昇す
る。これを図示すれば、第３図に示す実線曲線で
表わされ、電源電圧97V以下では、入力電力が上
昇し103V以上になれば入力電力が下降すること
がわかる。なお一般に商用交流電源の変動は、せ
いぜい約90Vから約110Vの範囲で生じることが
多いから、本実施例の如き構成にすれば、入力電
力を、約1120Wから約1260Wの範囲内に納めるこ
とが可能となる。
は、比較回路COM２の入力端に加わる信号が、
入力端に加わる基準信号より小さくなり、その
出力は“Ｌ”レベルに反転する。それ故、トラン
ジスタQ2は、オフとなり、抵抗３２の接続が遮
断され、比較回路COM３の基準レベルは上昇す
る。これに伴つてGCS１０電流は大きくなり、
発振周波数は低下し、負荷への入力電圧は上昇す
る。これを図示すれば、第３図に示す実線曲線で
表わされ、電源電圧97V以下では、入力電力が上
昇し103V以上になれば入力電力が下降すること
がわかる。なお一般に商用交流電源の変動は、せ
いぜい約90Vから約110Vの範囲で生じることが
多いから、本実施例の如き構成にすれば、入力電
力を、約1120Wから約1260Wの範囲内に納めるこ
とが可能となる。
以上のように本発明誘導加熱調理器は、交流入
力電源の変動を検知して、入力電力を調節し、電
源電圧変動が直接入力電力の変化となつて現われ
ない構成としたものであるから、特に電源電圧が
上昇して入力電力が増加し、一般に家庭の電流容
量を越えてしまうという問題は解決される。また
本発明によれば、入力電力の変動は、約1200Wを
中心にほぼ1120Wから1260Wの範囲内に納まるか
ら、従来の大きな変動幅（約1000Wから1400W）
に比較して一段と安定化が図られ、その結果入力
電力の定格を上げることができ約1300W程度にす
ることも可能となる。これは調理器の熱効率を上
昇させることになり、大きな利点というべきであ
る。さらに本発明によれば、電源電圧が低下して
も、入力電力は、殆んど低下しないから、火力不
足という問題は生じない。さらにまた入力電力変
動幅が小さいので、スイツチング素子の負担が軽
くなり、素子の長寿命化、さらには信頼性の向上
という効果を生じる。
力電源の変動を検知して、入力電力を調節し、電
源電圧変動が直接入力電力の変化となつて現われ
ない構成としたものであるから、特に電源電圧が
上昇して入力電力が増加し、一般に家庭の電流容
量を越えてしまうという問題は解決される。また
本発明によれば、入力電力の変動は、約1200Wを
中心にほぼ1120Wから1260Wの範囲内に納まるか
ら、従来の大きな変動幅（約1000Wから1400W）
に比較して一段と安定化が図られ、その結果入力
電力の定格を上げることができ約1300W程度にす
ることも可能となる。これは調理器の熱効率を上
昇させることになり、大きな利点というべきであ
る。さらに本発明によれば、電源電圧が低下して
も、入力電力は、殆んど低下しないから、火力不
足という問題は生じない。さらにまた入力電力変
動幅が小さいので、スイツチング素子の負担が軽
くなり、素子の長寿命化、さらには信頼性の向上
という効果を生じる。
第１図は、本発明実施例ブロツク図、第２図
は、同実施例要部回路図、第３図は、同実施例を
説明するための電源電圧―入力電力特性図であ
る。 １４…起動信号発生回路、１５…ゲート信号発
生回路、１６…インバータ駆動回路、１７…フリ
ツプフロツプ、１９…分圧回路、２０…分圧比制
御回路。
は、同実施例要部回路図、第３図は、同実施例を
説明するための電源電圧―入力電力特性図であ
る。 １４…起動信号発生回路、１５…ゲート信号発
生回路、１６…インバータ駆動回路、１７…フリ
ツプフロツプ、１９…分圧回路、２０…分圧比制
御回路。
Claims (1)
- １ 商用交流電源を整流して駆動電源を得、誘導
コイル及びスイツチング素子を含むインバータを
発振させて調理鍋を加熱する誘導加熱調理器にお
いて、インバータの電源電圧を分圧して基準レベ
ルを設定する分圧手段と、該分圧手段の分圧比を
交流電源電圧の変化に応じて変える分圧比制御手
段と、上記分圧手段での分圧基準レベルに応じて
スイツチング素子の電流を制御する制御手段と、
を有して成り上記インバータの電源電圧低下時ス
イツチング素子電流を大きく、他方電源電圧上昇
時スイツチング素子電流を小さくしたことを特徴
とする誘導加熱調理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3801180A JPS56134490A (en) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | Induction heating cooking device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3801180A JPS56134490A (en) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | Induction heating cooking device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56134490A JPS56134490A (en) | 1981-10-21 |
| JPH0130269B2 true JPH0130269B2 (ja) | 1989-06-19 |
Family
ID=12513630
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3801180A Granted JPS56134490A (en) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | Induction heating cooking device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56134490A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58169790A (ja) * | 1982-03-30 | 1983-10-06 | 三洋電機株式会社 | 誘導加熱調理器 |
| JPS58111287A (ja) * | 1981-12-23 | 1983-07-02 | 株式会社東芝 | 誘導加熱調理器 |
| JP2532604B2 (ja) * | 1988-09-06 | 1996-09-11 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS564034B2 (ja) * | 1974-07-10 | 1981-01-28 | ||
| JPS568991B2 (ja) * | 1974-07-12 | 1981-02-26 |
-
1980
- 1980-03-24 JP JP3801180A patent/JPS56134490A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56134490A (en) | 1981-10-21 |
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