JPS6033595Y2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は誘導加熱調理器に関する。

従来、誘導加熱調理器にあっては、商用交流電源の入力
波形が不規則で１周期分の抜けがあったり、或は電源ス
ィッチをオンとしたとき発生するチャタリング等により
電源が瞬間的に遮断された場合、インバータを制御する
回路がその駆動電源電圧の低下により正常に動作しなく
なり、例えばインバータを構成するスイッチング素子の
オン・オフ時間が遅延し、これに大電流が流れて破壊す
る事故が発生していた。

本考案は、このような事情に鑑みてなされたもので、以
下図に基いて一実施例を説明する。

第１図において、１は交流電源、２は電源スィッチ、３
はダイオードをブリッジ接続してなる整流回路４はフィ
ルタ回路でチョックコイル５及び平滑コンデンサ６より
なり、このコンデンサ６の容量は小さく設定され、これ
より得られる電圧は、殆んと平滑されない脈流電圧とな
っている。

７はフィルタ回路４を通して直流電源が供給される誘導
コイルで平板状に巻回され、セラミック板等よりなるト
ッププレート８の裏面に近接配置されている。

９はトッププレート８上に載置される鉄、ステンレス等
よりなる調理鍋、１０は誘導コイル７と直列接続された
スイッチング素子で本実施例ではＧＣ３（ゲート・コン
ドロールド・スイッチ）（商品名）を使用している。

１１はｃｃｓ １ ｇのアノード・カソード間に逆並列
に接続されたフライホイールダイオード、１２は共振コ
ンデンサであり、上記誘導コイル７、ＧＣＳｌｏ、フラ
イホイールダイオード１１及び共振コンデンサ１２にて
インバータ１３が構成される。

このインバータ１３は自制式インバータと呼ばれる動作
方式のもので起動信号発生回路１４より与えられる起動
信号により発振を開始し、その後はゲート信号発生回路
１５から発せられるゲート信号により発振を継続する。

１６はＧＣ８Ｉ Ｑのゲートに正又は負の信号を与え、
これをオン・オフ駆動するインバータ駆動回路、１７は
、このインバータ駆動回路１６を制御するフリップフロ
ップで起動信号及びゲート信号により動作する。

１９は交流電源１電圧が降圧トランス１８を介して加え
られる第１の整流平滑回路で、その出力電圧十Ｖｃｃ
（約８Ｖ）は起動信号発生回路１４及びゲート信号発生
回路１５、インバータ駆動回路１６等に駆動電源として
供給される。

ここで起動信号発生回路１４は、インバータ１３の最初
の起動信号を与えるもので所定の周期例えば０．４秒周
期で発振し、一旦発振開始すると発振停止するまでその
動作は禁止される。

またゲート信号発生回路１５は、自制発振用のトリガパ
ルスを発生しｃｃｓ １ ｇのゲートにオン・オフ信号
を与えるもので、その機能を説明すると最初起動信号に
よってインバータ１３が起動された後はｃｃｓ１０側の
誘導コイル電圧Ｖｃによりフリップフロップ１７をセッ
トしてｃｃｓ １ ｇのゲートに信号を与えてこれを導
通する。

その後、ｃｃｓ１ｇ導通によりそのカソード側に巻装さ
れたカレント・トランス２０の出力電圧が誘導コイル７
の入力側型ＩＥＶＡより大きくなった時点でフリップフ
ロップ１７をリセットし、ＧＣＳｌｏを遮断する。

これにより誘導コイル７に蓄積されたエネルギーが共振
コンデンサ１２へ充電され、さらにこれに続いてこのコ
ンデンサ１２の放電が始まる。

この放電が終了するとこの間に誘導コイル７に蓄積され
たエネルギーがダイオード１１を通して流れ、この放電
が終了し、ｃｃｓ １ ｇのアノード・カソード間電圧
が負から正へ変った時点で再びＧＣ３Ｉ Ｑが導通し、
次の発振サイクルが始まる。

なお、上記ダイオード１１の導通期間には、電圧Ｖｅは
負となりこの負信号によりα３１０のゲートにオン信号
が加えられ、アノード・カソード間電圧が正に変った瞬
間、これが導通ずるのである。

このようにして自制発振が継続しその発振周波数は約２
０〜４０ＫＨｚである。

２１はトランス１８を介して交流電源が加えられる電源
電圧検知回路で、フリップフロップ１７の入力側に接続
され、これを制御するものである。

この電源電圧検知回路２１の具体例を第２図に示す。

図中２２は比較器で○入力端には電源電圧■ＣＣを抵抗
２３．２４にて分割して得た基準電位Ｖ−が印加され、
他方■入力端にはトランス１８（第１図）より得られた
交流信号がダイオード２５，２６にて整流され、さらに
抵抗２７及びコンデンサ２８を経て平滑され、抵抗２９
．３０にて分割されて入力される。

即ち、ここでダイオード２５゜２６、抵抗２７及びコン
デンサ２８により第２の整流平滑回路が構成されている
。

また、ここで、抵抗２７、コンデンサ２８にて決まる時
定数は、前述の起動信号発生回路１４ゲート信号発生回
路１５及びインバータ駆動回路１６へ供給される制御電
源電圧Ｖｃｃの立ち下がり時定数より短くする必要があ
る。

これは制御電源電圧Ｖｃｃが、電源の瞬断により上記各
制御部分の時定数をもって低下していき、動作不能電位
に達する以前に、電圧検知回路２１をはたらかせて、イ
ンバータ１３の発振を停止させなければならないからで
ある。

次に上記構成の動作を第３図を用いて説明する。

いま、商用交流電源が数１００ｍ５ｅｃまでの短期間（
図中Ｔで表わす）遮断したとすると、制御電源電圧Ｖｃ
ｃは波形Ａで示す如く、正常値８Ｖから約７Ｖまで徐々
に低下する。

この電圧が７Ｖ程度まで下ると、特にインバータ駆動回
路１６が正常に動作せず、ＧＣ３ＩＱのオン時間を遅延
させｃｃｓ １０に大電流が流れ、これを破壊する惧れ
がある。

したがってこれの電圧が約７Ｖに達する以前にインバー
タ１３の発振自体を止めなければならない。

すなわちかかる事態が発生すると波形Ｂて示す如く、抵
抗２７及びコンデンサ２８よりなる時定数回路の出力は
、制御電圧の動作不能値に達する以前に（時刻ｔで表わ
す）、基準電圧Ｖ−以下となり比較器２２の出力を波形
Ｃで示す如くＬレベルに変える。

このＬレベル信号によりフリップフロップ１７は発振停
止状態に固定される。

なお、第３図波形Ｂに破線で示す部分はトランス１８を
経て得た交流電源をダイオード２５．２６にて整流した
状態の波形を示し、期間Ｔにてｌ波形分欠落した状態を
示している。

以上述べた如く、本考案誘導加熱調理器はインバータの
発振を制御する制御回路系と、交流電源を整流平滑して
上記制御回路系へ供給する第１の整流平滑回路と、交流
電源の瞬断を検出して上記制御回路系へ発振停止を指示
する停止信号を与える電源電圧検知回路と、から戒り、
この電源電圧検知回路は交流電源を整流平滑し、上記第
１の整流平滑回路より短い時定数を有した第２の整流平
滑回路と、この第２の整流平滑回路出力の低下を比較検
出して、上記制御回路系へ停止信号を与える比較手段と
、を有しているので、全波整流電圧の谷部に同期して発
振停止、再起動をすることなく交流電源の瞬断だけが素
速く検知されて、制御回路系への電圧が低下する前にイ
ンバータ発振が停止され、制御回路系の不完全動作が防
がれる。

従って、使用者に起動台による不快感を与えることなく
、制御回路系の不完全動作によるスイッチング素子の破
壊を防ぐことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案−実施例ブロック図、第２図は同側要部
回路図、第３図は同側動作を説明するための波形図であ
る。 １４・・・・・・起動信号発生回路、１５・・・・・・
ゲート信号発生回路、１６・・・・・・インバータ駆動
回路、１７・・・・・・フリップフロップ、２１・曲・
電源電圧検知回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 交流電源と、この交流電源を全波整流する全波整流回路
   と、この全波整流回路出力を平滑する平滑コンデンサと
   、この平滑コンデンサで平滑された電圧を受けるインバ
   ータ回路と、上記インバータ回路内の発振動作を検出し
   ながら、このインバータ回路の発振を制御する制御回路
   系と、交流電源を整流平滑して上記制御回路系へ供給す
   る第１の整流平滑回路と、交流電源の瞬断を検出して上
   記制御回路系へ発振停止を指示する停止信号を与える電
   源電圧検知回路と、から戒り、この電源電圧検知回路は
   交流電源を整流平滑し、上記第１の整流平滑回路より短
   い時定数を有した第２の整流平滑回路と、この第２の整
   流平滑回路出力の低下を比較検出して上記制御回路系へ
   停止信号を与える比較較手段と、を有して成る誘導加熱
   調理器。