JPS6342396B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6342396B2 JPS6342396B2 JP55035162A JP3516280A JPS6342396B2 JP S6342396 B2 JPS6342396 B2 JP S6342396B2 JP 55035162 A JP55035162 A JP 55035162A JP 3516280 A JP3516280 A JP 3516280A JP S6342396 B2 JPS6342396 B2 JP S6342396B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switching element
- power supply
- circuit
- oscillation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- General Induction Heating (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、誘導加熱調理器に関し、特に電源投
入初期、高い発振周波数すなわち低入力でインバ
ータを発振させることにより、スイツチング素子
への過大電流の通電阻止、発振モードの安定化を
はかつたものである。
入初期、高い発振周波数すなわち低入力でインバ
ータを発振させることにより、スイツチング素子
への過大電流の通電阻止、発振モードの安定化を
はかつたものである。
第１図は本発明実施例に係る誘導加熱調理器の
ブロツク図を示し、１は交流電源、２は電源スイ
ツチ、３はダイオードをブリツジ接続してなる整
流回路、４はフイルタ回路でチヨークコイル５及
び平滑コンデンサ６よりなり、このコンデンサ６
の容量は小さく設定され、これより得られる電圧
は、殆んど平滑されない脈流電圧となつている。
ブロツク図を示し、１は交流電源、２は電源スイ
ツチ、３はダイオードをブリツジ接続してなる整
流回路、４はフイルタ回路でチヨークコイル５及
び平滑コンデンサ６よりなり、このコンデンサ６
の容量は小さく設定され、これより得られる電圧
は、殆んど平滑されない脈流電圧となつている。
７はフイルタ回路４を通して直流電源が供給さ
れる誘導コイルで平板状に巻回され、セラミツク
板等よりなるトツププレート８の裏面に近接配置
されている。９はトツププレート８上に載置され
る鉄、ステンレス等よりなる調理鍋、１０は誘導
コイル７と直列接続されたスイツチング素子で、
本実施例ではGCS（ゲート・コントロールド・ス
イツチ）（商品名）を使用している。１１はGCS
１０のアノード・カソード間に逆並列に接続され
たフライホイールダイオード、１２は共振コンデ
ンサであり、上記誘導コイル７、GCS１０、フ
ライホイールダイオード１１及び共振コンデンサ
１２にてインバータ１３が構成される。このイン
バータ１３は自制式インバータと呼ばれる動作方
式のもので起動信号発生回路１４より与えられる
起動信号により発振を開始し、その後はゲート信
号発生回路１５から発せられるゲート信号により
発振を継続する。１６はGCS１０のゲートに正
又は負の信号を与え、これをオン・オフ駆動する
インバータ駆動回路、１７は、このインバータ駆
動回路１６制御するフリツプフロツプで起動信号
及びゲート信号係より動作する。１８は交流電源
１電圧が降圧トランス１９を介して加えられる整
流回路、２０はこの整流回路１８にて整流された
電圧が平滑コンデンサ２１を介して入力する定電
圧回路で、この回路２０の入力側から直流電圧±
VB（±12V）が、また、出力側から安定化された
直流電圧Vcc（8V）が取り出される。ここで電圧
±VBはインバータ駆動回路１６の駆動電源及び
タイミング回路２２の制御電源として使用され、
電圧Vccは起動信号発生回路１４、ゲート信号発
生回路１５及びタイミング回路２２に駆動電源と
して供給される。ここで起動信号発生回路１４
は、インバータ１３の最初の起動信号を与えるも
ので所定の周期例えば0.4秒周期で発振し、一旦
発振開始すると発振停止するまでその動作は禁止
される。またゲート信号発生回路１５は、自制発
振用のトリガパルスを発生しGCS１０のゲート
にオン・オフ信号を与えるもので、その機能を説
明すると最初起動信号によつてインバータ１３が
起動された後はGCS１０側の誘導コイル電圧Vc
によりフリツプフロツプ１７をセツトしてGCS
１０のゲートに信号を与えてこれを導通する。そ
の後GCS１０導通によりそのカソード接地間に
巻装されたカレント・トランスCTの出力電圧が
誘導コイル７の入力側電圧VAより大きくなつた
時点でフリツプフロツプ１７をリセツトしGCS
１０を遮断する。これにより誘導コイル７に蓄積
されたエネルギーが共振コンデンサ１２へ充電さ
れ、さらにこれに続いてこのコンデンサ１２の放
電が始まる。この放電が終了するとこの間に誘導
コイル７に蓄積されたエネルギーがダイオード１
１を通して流れ、この放電が終了し、GCS１０
のアノード・カソード間電圧が負から正へ変つた
時点で再びGCS１０が導通し、次の発振サイク
ルが始まる。なお、上記ダイオード１１の導通期
間には、電圧Vcは負となり、この負信号により
GCS１０のゲートにオン信号が加えられ、アノ
ード・カソード間電圧が正に変つた瞬間これが導
通するのである。このようにして自制発振が継続
し、その発振周波数は約20〜40KHzである。
れる誘導コイルで平板状に巻回され、セラミツク
板等よりなるトツププレート８の裏面に近接配置
されている。９はトツププレート８上に載置され
る鉄、ステンレス等よりなる調理鍋、１０は誘導
コイル７と直列接続されたスイツチング素子で、
本実施例ではGCS（ゲート・コントロールド・ス
イツチ）（商品名）を使用している。１１はGCS
１０のアノード・カソード間に逆並列に接続され
たフライホイールダイオード、１２は共振コンデ
ンサであり、上記誘導コイル７、GCS１０、フ
ライホイールダイオード１１及び共振コンデンサ
１２にてインバータ１３が構成される。このイン
バータ１３は自制式インバータと呼ばれる動作方
式のもので起動信号発生回路１４より与えられる
起動信号により発振を開始し、その後はゲート信
号発生回路１５から発せられるゲート信号により
発振を継続する。１６はGCS１０のゲートに正
又は負の信号を与え、これをオン・オフ駆動する
インバータ駆動回路、１７は、このインバータ駆
動回路１６制御するフリツプフロツプで起動信号
及びゲート信号係より動作する。１８は交流電源
１電圧が降圧トランス１９を介して加えられる整
流回路、２０はこの整流回路１８にて整流された
電圧が平滑コンデンサ２１を介して入力する定電
圧回路で、この回路２０の入力側から直流電圧±
VB（±12V）が、また、出力側から安定化された
直流電圧Vcc（8V）が取り出される。ここで電圧
±VBはインバータ駆動回路１６の駆動電源及び
タイミング回路２２の制御電源として使用され、
電圧Vccは起動信号発生回路１４、ゲート信号発
生回路１５及びタイミング回路２２に駆動電源と
して供給される。ここで起動信号発生回路１４
は、インバータ１３の最初の起動信号を与えるも
ので所定の周期例えば0.4秒周期で発振し、一旦
発振開始すると発振停止するまでその動作は禁止
される。またゲート信号発生回路１５は、自制発
振用のトリガパルスを発生しGCS１０のゲート
にオン・オフ信号を与えるもので、その機能を説
明すると最初起動信号によつてインバータ１３が
起動された後はGCS１０側の誘導コイル電圧Vc
によりフリツプフロツプ１７をセツトしてGCS
１０のゲートに信号を与えてこれを導通する。そ
の後GCS１０導通によりそのカソード接地間に
巻装されたカレント・トランスCTの出力電圧が
誘導コイル７の入力側電圧VAより大きくなつた
時点でフリツプフロツプ１７をリセツトしGCS
１０を遮断する。これにより誘導コイル７に蓄積
されたエネルギーが共振コンデンサ１２へ充電さ
れ、さらにこれに続いてこのコンデンサ１２の放
電が始まる。この放電が終了するとこの間に誘導
コイル７に蓄積されたエネルギーがダイオード１
１を通して流れ、この放電が終了し、GCS１０
のアノード・カソード間電圧が負から正へ変つた
時点で再びGCS１０が導通し、次の発振サイク
ルが始まる。なお、上記ダイオード１１の導通期
間には、電圧Vcは負となり、この負信号により
GCS１０のゲートにオン信号が加えられ、アノ
ード・カソード間電圧が正に変つた瞬間これが導
通するのである。このようにして自制発振が継続
し、その発振周波数は約20〜40KHzである。
タイミング回路２２は電圧VBを制御電圧とし
て、この変化に応じて異なる周波数で発振するも
ので、その出力は、ゲート信号発生回路１５の出
力とともにオアゲート２３を介してフリツプフロ
ツプ１７に加えられる。
て、この変化に応じて異なる周波数で発振するも
ので、その出力は、ゲート信号発生回路１５の出
力とともにオアゲート２３を介してフリツプフロ
ツプ１７に加えられる。
第２図は、本発明実施例要部の具体的回路図を
示し、１５，２２，１７は、それぞれ前述したゲ
ート信号発生回路、タイミング回路及びフリツプ
フロツプである。なおゲート信号発生回路１５
中、電圧Vcに関する回路部分は本発明要旨とは、
無関係なので省略している。COM1は、比較回路
で、入力端にはカレントトランスCTで検出さ
れた電流信号を抵抗２４，２５及びダイオード２
６にて電圧に変換し、かつ分圧して得た信号VCT
が加えられ、また入力端には電圧VAを抵抗２
７，２８にて分圧して得た信号が加えられる。ま
たタイミング回路２２において、COM2は、前記
同様の比較回路で、入力端には、抵抗２９及び
コンデンサ３０よりなる時定数回路出力が加えら
れる。この時定数回路には、電圧VBが制御電圧
として加えられる。３１は、コンデンサ３０と並
列に接続されたトランジスタで、フリツプフロツ
プ１７の出力によりオン・オフ制御される。また
比較回路COM2の入力端には、定電圧VCCを抵
抗３２，３３にて分圧して得た基準信号が加えら
れる。１７は、２個のナンドゲートNAND1，
NAND2よりなる前述のフリツプフロツプで、比
較回路COM1，COM2の出力はともにナンドゲー
トNAND1に入力される。なお図では、両比較回
路COM1，COM2の出力は、ワイヤード・オア接
続されているため第１図の如きオアゲートは示し
ていない。
示し、１５，２２，１７は、それぞれ前述したゲ
ート信号発生回路、タイミング回路及びフリツプ
フロツプである。なおゲート信号発生回路１５
中、電圧Vcに関する回路部分は本発明要旨とは、
無関係なので省略している。COM1は、比較回路
で、入力端にはカレントトランスCTで検出さ
れた電流信号を抵抗２４，２５及びダイオード２
６にて電圧に変換し、かつ分圧して得た信号VCT
が加えられ、また入力端には電圧VAを抵抗２
７，２８にて分圧して得た信号が加えられる。ま
たタイミング回路２２において、COM2は、前記
同様の比較回路で、入力端には、抵抗２９及び
コンデンサ３０よりなる時定数回路出力が加えら
れる。この時定数回路には、電圧VBが制御電圧
として加えられる。３１は、コンデンサ３０と並
列に接続されたトランジスタで、フリツプフロツ
プ１７の出力によりオン・オフ制御される。また
比較回路COM2の入力端には、定電圧VCCを抵
抗３２，３３にて分圧して得た基準信号が加えら
れる。１７は、２個のナンドゲートNAND1，
NAND2よりなる前述のフリツプフロツプで、比
較回路COM1，COM2の出力はともにナンドゲー
トNAND1に入力される。なお図では、両比較回
路COM1，COM2の出力は、ワイヤード・オア接
続されているため第１図の如きオアゲートは示し
ていない。
次に第３図及び第４図を用いて、本発明実施例
の動作を説明する。第４図は、電圧VBの発振停
止時と、定常発振時の電圧−負荷電流特性を示
し、インバータ１３が発振停止、すなわちインバ
ータ駆動回路１６が動作していない時点Ｋでは、
負荷電流が制御回路部分のみ流れ、高電圧状態に
ある。一方インバータ１３が起動されて発振開始
すると負荷電流は、スイツチング素子駆動により
多く費されるから低電圧状態に下る。この電圧低
下はコンデンサ２１の存在により徐々にすすむ。
定常状態の電圧を時点Ｍで示す。
の動作を説明する。第４図は、電圧VBの発振停
止時と、定常発振時の電圧−負荷電流特性を示
し、インバータ１３が発振停止、すなわちインバ
ータ駆動回路１６が動作していない時点Ｋでは、
負荷電流が制御回路部分のみ流れ、高電圧状態に
ある。一方インバータ１３が起動されて発振開始
すると負荷電流は、スイツチング素子駆動により
多く費されるから低電圧状態に下る。この電圧低
下はコンデンサ２１の存在により徐々にすすむ。
定常状態の電圧を時点Ｍで示す。
第４図において、まず時間t1において起動信号
発生回路１４から発せられる起動パルスによつて
ナンドゲートNAND1の出力が“Ｌ”に変るとイ
ンバータ駆動回路１６がはたらき、GCS１０は
ターン・オンとなり、発振が開始される。ナンド
ゲートNAND1の“Ｌ”レベル変化に伴い、トラ
ンジスタ３１はオフとなり、電圧VBにてコンデ
ンサ３０が充電される。そして比較回路COM2の
入力側の基準レベルVrefに達すると、比較回
路COM2の出力は“Ｌ”に変り、フリツプフロツ
プ１７を反転し、その出力を“Ｈ”とする。これ
によりトランジスタ３１はオンとなり、コンデン
サ３０の充電々荷は放電される。このようにして
発振が繰返されるが、時間t1直後は、電圧VBの値
が大きいため、その周波数は高く、時間経過とと
もに徐々に低下していく。
発生回路１４から発せられる起動パルスによつて
ナンドゲートNAND1の出力が“Ｌ”に変るとイ
ンバータ駆動回路１６がはたらき、GCS１０は
ターン・オンとなり、発振が開始される。ナンド
ゲートNAND1の“Ｌ”レベル変化に伴い、トラ
ンジスタ３１はオフとなり、電圧VBにてコンデ
ンサ３０が充電される。そして比較回路COM2の
入力側の基準レベルVrefに達すると、比較回
路COM2の出力は“Ｌ”に変り、フリツプフロツ
プ１７を反転し、その出力を“Ｈ”とする。これ
によりトランジスタ３１はオンとなり、コンデン
サ３０の充電々荷は放電される。このようにして
発振が繰返されるが、時間t1直後は、電圧VBの値
が大きいため、その周波数は高く、時間経過とと
もに徐々に低下していく。
一方ゲート信号発生回路１５の比較回路COM1
においては、その入力端に電圧VCTが入力し、
このレベルと、入力側の基準レベルVrefと比
較されるが時間t1直後には検知電流が小さいた
め、その出力は“Ｈ”レベルを保持している。し
かしながら時間t2において電圧VBが略定常状態に
まで下りしたがつて発振周波数が定常発振周波数
にまで低下すると、今度は、比較回路COM2入力
が、基準レベルVrefに達する以前に、比較回路
COM1の出力が基準レベルに達し、その出力に
“Ｌ”レベルパルスを発する。この後、フリツプ
フロツプ１７は、ゲート信号発生回路１５により
駆動されることになる。
においては、その入力端に電圧VCTが入力し、
このレベルと、入力側の基準レベルVrefと比
較されるが時間t1直後には検知電流が小さいた
め、その出力は“Ｈ”レベルを保持している。し
かしながら時間t2において電圧VBが略定常状態に
まで下りしたがつて発振周波数が定常発振周波数
にまで低下すると、今度は、比較回路COM2入力
が、基準レベルVrefに達する以前に、比較回路
COM1の出力が基準レベルに達し、その出力に
“Ｌ”レベルパルスを発する。この後、フリツプ
フロツプ１７は、ゲート信号発生回路１５により
駆動されることになる。
このようにすれば時間t1からt2までの期間は、
高周波数にて発振して負荷への入力を小さく抑
え、一方時間t2以後は、正常な周波数で発振させ
ることができる。かかる構成は、例えば、電源投
入直後は勿論、負荷が小さすぎるとき、或は無負
荷状態のような異常負荷時であつてインバータの
発振が停止している場合、制御電圧を高い値に保
ち負荷検知電流を高周波数すなわち微小電流とし
スイツチング素子への過大電流通電を阻止するか
ら、安全装置としてのはたらきはきわめて大きい
というべきである。また、本願発明では、電源ス
イツチON状態で一旦発振が停止してから再起動
する場合でもソフトスタートが行なわれるので、
デユーテイ制御機構や再起動機能を備えた小物検
知機構を有した誘導加熱調理器を構成しても、再
起動時にも必ずソフトスタート状態で安定した発
振起動が行える。
高周波数にて発振して負荷への入力を小さく抑
え、一方時間t2以後は、正常な周波数で発振させ
ることができる。かかる構成は、例えば、電源投
入直後は勿論、負荷が小さすぎるとき、或は無負
荷状態のような異常負荷時であつてインバータの
発振が停止している場合、制御電圧を高い値に保
ち負荷検知電流を高周波数すなわち微小電流とし
スイツチング素子への過大電流通電を阻止するか
ら、安全装置としてのはたらきはきわめて大きい
というべきである。また、本願発明では、電源ス
イツチON状態で一旦発振が停止してから再起動
する場合でもソフトスタートが行なわれるので、
デユーテイ制御機構や再起動機能を備えた小物検
知機構を有した誘導加熱調理器を構成しても、再
起動時にも必ずソフトスタート状態で安定した発
振起動が行える。
第１図は本発明実施例ブロツク図、第２図は、
同実施例要部回路図、第３図は制御電圧と負荷電
流の関係を示す特性図、第４図は同実施例動作を
説明するための信号波形図である。 ４……フイルタ回路、１３……インバータ、１
４……起動信号発生回路、１５……ゲート信号発
生回路、１６……インバータ駆動回路、１７……
フリツプフロツプ、２２……タイミング回路。
同実施例要部回路図、第３図は制御電圧と負荷電
流の関係を示す特性図、第４図は同実施例動作を
説明するための信号波形図である。 ４……フイルタ回路、１３……インバータ、１
４……起動信号発生回路、１５……ゲート信号発
生回路、１６……インバータ駆動回路、１７……
フリツプフロツプ、２２……タイミング回路。
Claims (1)
- １ 一旦発振開始するとその後は自分自身で発振
用トリガ信号を生成してスイツチング素子を開閉
制御し発振を持続する自制発振インバータを含む
誘導加熱調理器において、上記スイツチング素子
の駆動するための電源となるスイツチング素子駆
動電源と、制御回路系の電源となる定電圧電源
と、上記スイツチング素子駆動電源の電圧を受
け、この駆動電源電圧が上昇したとき上記スイツ
チング素子の導通期間を短かく、上記駆動電源電
圧が降下したとき上記スイツチング素子の導通期
間を長くするタイミング手段と、を有して成る誘
導加熱調理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3516280A JPS56132792A (en) | 1980-03-19 | 1980-03-19 | Induction heating cooking device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3516280A JPS56132792A (en) | 1980-03-19 | 1980-03-19 | Induction heating cooking device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56132792A JPS56132792A (en) | 1981-10-17 |
| JPS6342396B2 true JPS6342396B2 (ja) | 1988-08-23 |
Family
ID=12434172
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3516280A Granted JPS56132792A (en) | 1980-03-19 | 1980-03-19 | Induction heating cooking device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56132792A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0636395B2 (ja) * | 1985-06-20 | 1994-05-11 | 三洋電機株式会社 | 誘導加熱調理器 |
| JPH01235185A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 調理器用インバータ |
| JP2684798B2 (ja) * | 1989-12-20 | 1997-12-03 | 富士電機株式会社 | 誘導加熱用インバータの制御方法 |
| JPH0492924U (ja) * | 1990-12-26 | 1992-08-12 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53143930A (en) * | 1978-05-18 | 1978-12-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Inverter for induction heater |
-
1980
- 1980-03-19 JP JP3516280A patent/JPS56132792A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56132792A (en) | 1981-10-17 |
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