JPH01308171A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH01308171A JPH01308171A JP63136866A JP13686688A JPH01308171A JP H01308171 A JPH01308171 A JP H01308171A JP 63136866 A JP63136866 A JP 63136866A JP 13686688 A JP13686688 A JP 13686688A JP H01308171 A JPH01308171 A JP H01308171A
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- circuit
- inverter circuit
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は直流電力を交流電力に変換するインバータ装置
に関する。
に関する。
（従来技術及び発明が解決しようとする課題）ＯＡ −
ＦＡ機器の普及に伴い商用電源の停電。
ＦＡ機器の普及に伴い商用電源の停電。
瞬断に備えて信頼性の高い電源の必要性が高くなり、い
わゆる無停電電源（ＵＰＳ）の導入の気運が高まってい
る。
わゆる無停電電源（ＵＰＳ）の導入の気運が高まってい
る。
ＵＰＳが事務所内にも設置されるように状況が変わって
きて、最近ではＵＰＳの小形・軽量化の要求と共に装置
の発生する騒音の抑制及び効率の向上が強く望まれてい
る。
きて、最近ではＵＰＳの小形・軽量化の要求と共に装置
の発生する騒音の抑制及び効率の向上が強く望まれてい
る。
これらの要求を満足する技術としてスイッチング周波数
の高周波化、いわゆる高周波スイッチング技術がある。
の高周波化、いわゆる高周波スイッチング技術がある。
高周波スイッチングにより、トランス及び交流フィルタ
の小形・軽量化が可能になり、スイッチング周波数を２
０ｋｌｌｚ以上に高くすることができれば騒音も可聴周
波数帯域外に出て問題は解決される。
の小形・軽量化が可能になり、スイッチング周波数を２
０ｋｌｌｚ以上に高くすることができれば騒音も可聴周
波数帯域外に出て問題は解決される。
ところで、スイッチングに使う半導体スイッチの技術を
みると、現在ＵＰＳ用に使われているのは主としてバイ
ポーラトランジスタとパワーＭＯ３ＦＥＴである。バイ
ポーラトランジスタは１００ｋＶＡ以上の大きなＵＰＳ
にも採用されているもので最も普及しているが、残念な
がらスイッチング速度が遅く、高々５ｋＨｚ程度しかス
イッチング周波数を高められない。これは通電時の電力
損失にくらベスイッチングに伴う電力損失の方が大きく
なり、熱的に使用限界に達してしまうことが制約になっ
ている。半導体スイッチはオン・オフのスイッチングに
多少の時間をとる。このスイッチングの過渡期間に電圧
と電流が半導体スイッチにかかることによって（電圧）
×（電流）をスイッチングの時間で積分しただけの損失
を生ずる。これがスイッチング損失で高周波スイッチン
グさせた場合の半導体スイッチの温度上昇の主な原因に
なる。
みると、現在ＵＰＳ用に使われているのは主としてバイ
ポーラトランジスタとパワーＭＯ３ＦＥＴである。バイ
ポーラトランジスタは１００ｋＶＡ以上の大きなＵＰＳ
にも採用されているもので最も普及しているが、残念な
がらスイッチング速度が遅く、高々５ｋＨｚ程度しかス
イッチング周波数を高められない。これは通電時の電力
損失にくらベスイッチングに伴う電力損失の方が大きく
なり、熱的に使用限界に達してしまうことが制約になっ
ている。半導体スイッチはオン・オフのスイッチングに
多少の時間をとる。このスイッチングの過渡期間に電圧
と電流が半導体スイッチにかかることによって（電圧）
×（電流）をスイッチングの時間で積分しただけの損失
を生ずる。これがスイッチング損失で高周波スイッチン
グさせた場合の半導体スイッチの温度上昇の主な原因に
なる。
バイポーラトランジスタはスイッチング時間が長く、従
って損失が大きい。一方、パワーＭＯ３ＦＥＴはスイッ
チング時間が短いため損失が少ない、従って高周波スイ
ッチングに耐えられる。パワーＭＯ３ＦＥＴはスイッチ
ング損失が小さいため２０ｋＨｚ以」二のスイッチング
にも使われているが、素子の通電容量が小さいため高々
数ｋＶＡまでのｔＪ ＰＳに使用されている。大容量の
ｔＪ Ｐ Ｓに適用するには技術的にも、また経済的に
も難しい面がある。
って損失が大きい。一方、パワーＭＯ３ＦＥＴはスイッ
チング時間が短いため損失が少ない、従って高周波スイ
ッチングに耐えられる。パワーＭＯ３ＦＥＴはスイッチ
ング損失が小さいため２０ｋＨｚ以」二のスイッチング
にも使われているが、素子の通電容量が小さいため高々
数ｋＶＡまでのｔＪ ＰＳに使用されている。大容量の
ｔＪ Ｐ Ｓに適用するには技術的にも、また経済的に
も難しい面がある。
従って、現状の技術をもってしては大容量のＵＰＳに非
可聴周波数帯である２（ｌｋＨｚ以上のスイッチング周
波数を適用することは難しく、装置の小形・軽量化、騒
音抑制の効果も充分に発揮できない。
可聴周波数帯である２（ｌｋＨｚ以上のスイッチング周
波数を適用することは難しく、装置の小形・軽量化、騒
音抑制の効果も充分に発揮できない。
ＵＰＳの基本的な構成は、交流電力の入力を直流電力に
変換する整流装置、バッテリ及び直流電力を交流電力に
逆変換して出力するインバータ装置である。この中でも
支配的なのはインバータ装置である。次に小形・軽量化
、騒音抑制及び効率向上の対象となるインバータ装置に
ついて従来例と問題点を説明する。
変換する整流装置、バッテリ及び直流電力を交流電力に
逆変換して出力するインバータ装置である。この中でも
支配的なのはインバータ装置である。次に小形・軽量化
、騒音抑制及び効率向上の対象となるインバータ装置に
ついて従来例と問題点を説明する。
第６図は従来のインバータ装置の構成例である。
半導体スイッチＯ１〜０４のオン・オフスイッチングを
制御する制御装置は省略しである。第７図はこの動作波
形例である。
制御する制御装置は省略しである。第７図はこの動作波
形例である。
第６図の破線ブロックで示した１”は高周波インバータ
回路、２は整流回路、４゛はＰＷＭインバータ回路、５
は平滑フィルタ回路である。
回路、２は整流回路、４゛はＰＷＭインバータ回路、５
は平滑フィルタ回路である。
高周波インバータ回路１゛の半導体スイッチ０１−０４
． Ｑ□−０３の対を交互にオンさせると直流電源Ｅの
電圧が点ａ、ｂ間に交流電圧となって現れる。
． Ｑ□−０３の対を交互にオンさせると直流電源Ｅの
電圧が点ａ、ｂ間に交流電圧となって現れる。
この電圧を高周波の絶縁トランスＴで、１次−２次間を
直流的に絶縁した所望のレベルに変圧した交流電圧（第
７図（ｉｉｉ））をＡ−Ｂ間に得る。整流回路２でＡ−
Ｂ間の高周波交流電圧を整流したのがパルス状直流電圧
（第７図（ｉｖ））すなわちＦ−Ｇ間電圧である。さら
にこのＦ−Ｇ間電圧を平滑フィルタ５で平滑して直流電
圧（第７図（ｖ））を得る。
直流的に絶縁した所望のレベルに変圧した交流電圧（第
７図（ｉｉｉ））をＡ−Ｂ間に得る。整流回路２でＡ−
Ｂ間の高周波交流電圧を整流したのがパルス状直流電圧
（第７図（ｉｖ））すなわちＦ−Ｇ間電圧である。さら
にこのＦ−Ｇ間電圧を平滑フィルタ５で平滑して直流電
圧（第７図（ｖ））を得る。
インバータ回路４″ の半導体スイッチ０５〜０８にそ
れぞれ第７図に示す信号（ｖｉ）〜（ｉｘ）を与えると
コンデンサＣｄｃの直流電圧を交流ＰＷＭ電圧（第７図
（Ｘ））に変換できる。この交流ＰＷＭ電圧を交流フィ
ルタＬ ａｃ、 Ｃａｃを介し高調波成分を減衰させ
て負荷Ｌｏａｄに与える。第７図（ｘ）の破線で示され
る電圧が負荷に加わる正弦波電圧である。
れぞれ第７図に示す信号（ｖｉ）〜（ｉｘ）を与えると
コンデンサＣｄｃの直流電圧を交流ＰＷＭ電圧（第７図
（Ｘ））に変換できる。この交流ＰＷＭ電圧を交流フィ
ルタＬ ａｃ、 Ｃａｃを介し高調波成分を減衰させ
て負荷Ｌｏａｄに与える。第７図（ｘ）の破線で示され
る電圧が負荷に加わる正弦波電圧である。
この従来例の欠点は、高周波インバータ回路１゛。
整流回路２．平滑フィルタ５で直流電源Ｅの電圧を、直
流的に絶縁した直流電圧（コンデンサＣｄｃの電圧）に
変換し、さらにＰＷＭインバータ回路４゛で交流電圧に
変換している。変換のプロセスを２回行い、それぞれの
変換で半導体スイッチのスイッチングに伴う損失が発生
し、半導体スイッチの責務を厳しくしており、また装置
としての効率を低下させている。
流的に絶縁した直流電圧（コンデンサＣｄｃの電圧）に
変換し、さらにＰＷＭインバータ回路４゛で交流電圧に
変換している。変換のプロセスを２回行い、それぞれの
変換で半導体スイッチのスイッチングに伴う損失が発生
し、半導体スイッチの責務を厳しくしており、また装置
としての効率を低下させている。
高周波インバータ回Ｆ！！！１１’ のスイッチング周
波数を２０ ｋ Ｈｚ以上に高くすれば、高周波変換器
の騒音は聴えなくなり小形化も可能になる。しかし、２
０ ｋ Ｈｚ以上のスイッチングに耐える半導体素子は
パワーＭＯ３ＦＥＴなど小容量でしかも高価なものにな
ってしまう。同じ＜ＰＷＭインバータ回路４°のＰＷＭ
スイッチング周波数を２０ ｋ Ｈｚ以上にすれば、交
流フィルタＬａｃ＋ Ｃａｃば小さくてすみ騒音の問
題がなくなるが、やはり半導体スイッチのスイッチング
特性に問題があり制約が大きい。
波数を２０ ｋ Ｈｚ以上に高くすれば、高周波変換器
の騒音は聴えなくなり小形化も可能になる。しかし、２
０ ｋ Ｈｚ以上のスイッチングに耐える半導体素子は
パワーＭＯ３ＦＥＴなど小容量でしかも高価なものにな
ってしまう。同じ＜ＰＷＭインバータ回路４°のＰＷＭ
スイッチング周波数を２０ ｋ Ｈｚ以上にすれば、交
流フィルタＬａｃ＋ Ｃａｃば小さくてすみ騒音の問
題がなくなるが、やはり半導体スイッチのスイッチング
特性に問題があり制約が大きい。
（発明の目的）
本発明は上記課題を解決するため、インバータ回路にバ
イポーラトランジスタのようにスイッチング損失の大き
い半導体スイッチを使いながら高周波のＰＷＭ制御が行
える装置の回路構成を提供することにある。
イポーラトランジスタのようにスイッチング損失の大き
い半導体スイッチを使いながら高周波のＰＷＭ制御が行
える装置の回路構成を提供することにある。
（課題を解決するための手段）
本発明は上記目的を達成するために、複数の半導体スイ
ッチで構成した、直流電源電圧を交流ＰＷＭ電圧に変換
するインバータ回路と、変換された交流ＰＷＭ電圧に含
まれる高調波電圧を減衰させる交流フィルタと、インバ
ータ回路の動作を制御する制御装置からなるインバータ
装置において、直流電源とインバータ回路との間に、直
流電圧を絶縁した直流ＰＷＭ電圧に変換するコンバータ
回路を挿入し、この直流ＰＷＭ電圧のゼロレベルの期間
に前記インバータ回路を構成する複数の半導体スイッチ
のオン・オフスイッチングを行わせて前記直流ＰＷＭ電
圧を交流ＰＷＭ電圧に変換することを特徴とするインバ
ータ装置を要旨とする。
ッチで構成した、直流電源電圧を交流ＰＷＭ電圧に変換
するインバータ回路と、変換された交流ＰＷＭ電圧に含
まれる高調波電圧を減衰させる交流フィルタと、インバ
ータ回路の動作を制御する制御装置からなるインバータ
装置において、直流電源とインバータ回路との間に、直
流電圧を絶縁した直流ＰＷＭ電圧に変換するコンバータ
回路を挿入し、この直流ＰＷＭ電圧のゼロレベルの期間
に前記インバータ回路を構成する複数の半導体スイッチ
のオン・オフスイッチングを行わせて前記直流ＰＷＭ電
圧を交流ＰＷＭ電圧に変換することを特徴とするインバ
ータ装置を要旨とする。
（実施例）
以下、図面に沿って本発明の詳細な説明する。
なお、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行い得ること
は言うまでもない。
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行い得ること
は言うまでもない。
第１図は本発明のインバータ装置の構成例、また第２図
は本発明の制御の原理を説明するための波形図である。
は本発明の制御の原理を説明するための波形図である。
高周波インバータ回路１の半導体スイッチ（以下、単に
トランジスタという。）ＱＩ〜０４に第２図（ｉ）、（
ｉｉ）の信号を与えオン・オフさせると交流端子ａ、ｂ
間に高周波の交流電圧を誘起する。
トランジスタという。）ＱＩ〜０４に第２図（ｉ）、（
ｉｉ）の信号を与えオン・オフさせると交流端子ａ、ｂ
間に高周波の交流電圧を誘起する。
トランジスタＱＩ−Ｑ、に与える信号を第２図（ｉ）。
（ｉｉ ）のように変化させるとＰＷＭ交流電圧が得ら
れる。この交流電圧を絶縁トランスＴに与えると１次−
２次間を直流的に絶縁し、また所望のレベルに変圧した
交流電圧（ｉｉｉ ）を端子Ａ−Ｂ間に得る。この電圧
を整流回路２で整流すると端子Ｆ。
れる。この交流電圧を絶縁トランスＴに与えると１次−
２次間を直流的に絶縁し、また所望のレベルに変圧した
交流電圧（ｉｉｉ ）を端子Ａ−Ｂ間に得る。この電圧
を整流回路２で整流すると端子Ｆ。
Ｇ間に変調された直流ＰＷＭ電圧（ｉｖ）を得る。
ここで、高周波インバータ回路ｌと整流回路２とでコン
バータ回路が構成される。
バータ回路が構成される。
次に、インバータ回路４のトランジスタ０５〜口。
に信号（ｉ）、Ｎｌ）に同期した信号（ｖ）〜（ｖｔｔ
ｉ）を与えると変調された交流ＰＷＭ電圧（Ｘ）が端子
Ｈ，Ｊ間に現れる。この交流ＰＷＭ電圧は、交流フィル
タＬａｃ、 Ｃａｃで高調波成分が除かれ基本波の交
流電圧（（Ｘ）の破線）が負荷Ｌｏａｄに印加される。
ｉ）を与えると変調された交流ＰＷＭ電圧（Ｘ）が端子
Ｈ，Ｊ間に現れる。この交流ＰＷＭ電圧は、交流フィル
タＬａｃ、 Ｃａｃで高調波成分が除かれ基本波の交
流電圧（（Ｘ）の破線）が負荷Ｌｏａｄに印加される。
第２図（ｉｉｌ ）のＡＢ間の高周波交流電圧、（１■
）の直流ＰＷＭ電圧及び（ｘ）の交流ＰＷＭ電圧のそれ
ぞれの電圧パルスのパターンは電圧レベル及 ・びパル
ス幅とも同じであり極性のみ異なる。従って高周波イン
バータ回路１で電圧パターンをつくるようにすれば最終
段のインバータ回路４にはその機能を必要とせず単に電
圧パターンの極性を変換する機能さえ持たせればよい。
）の直流ＰＷＭ電圧及び（ｘ）の交流ＰＷＭ電圧のそれ
ぞれの電圧パルスのパターンは電圧レベル及 ・びパル
ス幅とも同じであり極性のみ異なる。従って高周波イン
バータ回路１で電圧パターンをつくるようにすれば最終
段のインバータ回路４にはその機能を必要とせず単に電
圧パターンの極性を変換する機能さえ持たせればよい。
すなわちトランジスタＱ、〜口。は、高周波インバータ
回路１のトランジスタＯ３〜０４がスイッチ・オフとな
っている期間、つまりインバータ回路４のトランジスタ
０．〜Ｑ８の印加電圧がＯレベルの期間に、必要なスイ
ッチング切替えを済ませればよ（、スイッチング損失が
生じない。
回路１のトランジスタＯ３〜０４がスイッチ・オフとな
っている期間、つまりインバータ回路４のトランジスタ
０．〜Ｑ８の印加電圧がＯレベルの期間に、必要なスイ
ッチング切替えを済ませればよ（、スイッチング損失が
生じない。
このため、トランジスタＱ、〜Ｑｅにはスイッチング速
度が遅くても実用に耐えることが可能になり、低価格の
半導体スイッチ、例えばバイポーラトランジスタが使え
る。高周波インバータ回路１のトランジスタし〜Ｑ４と
して高速スイッチングが可能な、例えばパワーＭＯ３Ｆ
ＥＴを使えば、高周波交流電圧（第２図（ｉｉｉ））の
周波数を可聴周波数以上、例えば２０ ｋ ｌｌｚに高
めれば高周波の絶縁トランスＴ、交流フィルタのりアク
タＬａｃから発する騒音がなくなる。また高周波の絶縁
トランスＴ。
度が遅くても実用に耐えることが可能になり、低価格の
半導体スイッチ、例えばバイポーラトランジスタが使え
る。高周波インバータ回路１のトランジスタし〜Ｑ４と
して高速スイッチングが可能な、例えばパワーＭＯ３Ｆ
ＥＴを使えば、高周波交流電圧（第２図（ｉｉｉ））の
周波数を可聴周波数以上、例えば２０ ｋ ｌｌｚに高
めれば高周波の絶縁トランスＴ、交流フィルタのりアク
タＬａｃから発する騒音がなくなる。また高周波の絶縁
トランスＴ。
交流フィルタのりアクタＬ ａｃ、コンデンサＣａｃの
小形化の効果が大きく出る。この高周波インバータ回ｌ
ｌｌ１のトランジスタ０１〜０４はすべてを高速の半導
体スイッチにすることは必ずしも必要ない。
小形化の効果が大きく出る。この高周波インバータ回ｌ
ｌｌ１のトランジスタ０１〜０４はすべてを高速の半導
体スイッチにすることは必ずしも必要ない。
例えば第１図のようにトランジスタしと０３を高速のパ
ワーＭＯ３ＦＥＴとし、トランジスタ０２と０４は低速
のバイポーラトランジスタにしてもよい。
ワーＭＯ３ＦＥＴとし、トランジスタ０２と０４は低速
のバイポーラトランジスタにしてもよい。
端子ａ、ｂ間に現れる電圧のパターンは、トランジスタ
Ω１と０４またはトランジスタ０□と０３が同時にオン
状態になっている期間に電圧を出すようになっており、
トランジスタロ、とＱｌがオフになっている期間にトラ
ンジスタ０２と口、が一時的にオン状態であっても支障
はない。第１図において破線で示したブロック３は負荷
Ｌｏａｄの無効電力を処理する無効電力処理回路である
。
Ω１と０４またはトランジスタ０□と０３が同時にオン
状態になっている期間に電圧を出すようになっており、
トランジスタロ、とＱｌがオフになっている期間にトラ
ンジスタ０２と口、が一時的にオン状態であっても支障
はない。第１図において破線で示したブロック３は負荷
Ｌｏａｄの無効電力を処理する無効電力処理回路である
。
インバータ回路４の端子Ｈ，Ｊからめた負荷Ｌｏａｄと
交流フィルタＬ ａｃ、 Ｃａｃの合成回路の力率は
一般に１にならない。力率が、例えば第２図（Ｘ）に破
線で示したように遅れである場合には交流ＰＷＭ電圧に
含まれる基本波電圧成分の極性が反転した時点では、電
流の極性はまだ反転せずに流れる。例えばインバータ回
路４のトランジスタＱ、口。のスイッチングから、トラ
ンジスタ０７゜Ｑ、のスイッチングに切り替った直後に
出る電圧パルスｐと破線の電流の極性とは異る。このパ
ルスＰが生している期間の電流の流れるループは（負荷
Ｌｏａｄ十交流フィルタＬａｃ、 Ｃａｃ）→ダイオ
ードＤ７→Ｄ、→コンデンサＣｒ→ダイオードＤ６→（
負荷Ｌｏａｄ十交流フィルタＬａｃ、 Ｃａｃ）とな
る。このコンデンサＣｒがないと無効電力の処理ができ
なくなり、交流フィルタＬ ａｃ、 Ｃａｃ小出力電
圧波形に歪を生じてしまう。コンデンサＣｒに蓄えられ
た電荷は、高周波インバータ回路１から電力が供給され
ている期間、つまり端子Ｆ、 Ｇに電圧が生じている
期間にトランジスタＱ９をオンさせてインバータ回路４
に放出する。コンデンサＣｒに一旦蓄えられた電荷を放
出させる方法としては、第３図に示すように、放電用の
ＤＣ−ＤＣコンバータすなわち、放電コンバータ回路６
を用いてコンデンサＣｒの電力を変換して例えば直流電
源Ｅに与える方法もある。
交流フィルタＬ ａｃ、 Ｃａｃの合成回路の力率は
一般に１にならない。力率が、例えば第２図（Ｘ）に破
線で示したように遅れである場合には交流ＰＷＭ電圧に
含まれる基本波電圧成分の極性が反転した時点では、電
流の極性はまだ反転せずに流れる。例えばインバータ回
路４のトランジスタＱ、口。のスイッチングから、トラ
ンジスタ０７゜Ｑ、のスイッチングに切り替った直後に
出る電圧パルスｐと破線の電流の極性とは異る。このパ
ルスＰが生している期間の電流の流れるループは（負荷
Ｌｏａｄ十交流フィルタＬａｃ、 Ｃａｃ）→ダイオ
ードＤ７→Ｄ、→コンデンサＣｒ→ダイオードＤ６→（
負荷Ｌｏａｄ十交流フィルタＬａｃ、 Ｃａｃ）とな
る。このコンデンサＣｒがないと無効電力の処理ができ
なくなり、交流フィルタＬ ａｃ、 Ｃａｃ小出力電
圧波形に歪を生じてしまう。コンデンサＣｒに蓄えられ
た電荷は、高周波インバータ回路１から電力が供給され
ている期間、つまり端子Ｆ、 Ｇに電圧が生じている
期間にトランジスタＱ９をオンさせてインバータ回路４
に放出する。コンデンサＣｒに一旦蓄えられた電荷を放
出させる方法としては、第３図に示すように、放電用の
ＤＣ−ＤＣコンバータすなわち、放電コンバータ回路６
を用いてコンデンサＣｒの電力を変換して例えば直流電
源Ｅに与える方法もある。
第４図は本発明の他の実施例の一部で、第１図の直流電
源Ｅと高周波インバータ回路１との間に直流ＰＷＭスイ
ッチングを行わせる半導体スイッチ（１＋ｏを挿入した
ものである。半導体スイッチＱＩＯに高速のスイッチン
グ素子、例えばパワーＭＯ３ＦＥＴを使用し、これに電
圧・電流のスイッチング機能を持たせる。半導体スイッ
チＱ＋ｏのオフとなっている期間に高周波インバータ回
路１のトランジスタし〜０４及びインバータ回路４（第
１図参照）のトランジスタ０５〜Ｑ８のオン・オフ切替
を済ませればこれらにスイッチング損失が生じないので
低速の例えばバイポーラトランジスタが使える。
源Ｅと高周波インバータ回路１との間に直流ＰＷＭスイ
ッチングを行わせる半導体スイッチ（１＋ｏを挿入した
ものである。半導体スイッチＱＩＯに高速のスイッチン
グ素子、例えばパワーＭＯ３ＦＥＴを使用し、これに電
圧・電流のスイッチング機能を持たせる。半導体スイッ
チＱ＋ｏのオフとなっている期間に高周波インバータ回
路１のトランジスタし〜０４及びインバータ回路４（第
１図参照）のトランジスタ０５〜Ｑ８のオン・オフ切替
を済ませればこれらにスイッチング損失が生じないので
低速の例えばバイポーラトランジスタが使える。
第５図は本発明の他の実施例の一部で、コンバータ回路
の整流回路２と無効電力処理回路３との間にリアクタ■
７を挿入している。高周波インバータ回路１が動作を開
始すると、コンデンサＣｒ （第１図参照）に過渡的に
流れる充電電流が大きくなるので、これを抑制する機能
をリアクタＬに持たせる。このリアクタＬの定数は交流
フィルタのりアクタＬａｃに比較し小さな値でよい。
の整流回路２と無効電力処理回路３との間にリアクタ■
７を挿入している。高周波インバータ回路１が動作を開
始すると、コンデンサＣｒ （第１図参照）に過渡的に
流れる充電電流が大きくなるので、これを抑制する機能
をリアクタＬに持たせる。このリアクタＬの定数は交流
フィルタのりアクタＬａｃに比較し小さな値でよい。
なお、本実施例で説明した高速の半導体スイッチにはパ
ワーＭＯ３ＦＥＴに限らず、パイ・ＭＯＳトランジスタ
やＩ ＧＢＴなどが使用できる。
ワーＭＯ３ＦＥＴに限らず、パイ・ＭＯＳトランジスタ
やＩ ＧＢＴなどが使用できる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば複数の半導体スイ
ッチで構成した、直流電源電圧を交流ＰＷＭ電圧に変換
するインバータ回路と、変換された交流ＰＷＭ電圧に含
まれる高調波電圧を減衰させる交流フィルタと、インバ
ータ回路の動作を制御する制御装置からなるインバータ
装置において、直流電源とインバータ回路との間に、直
流電圧を絶縁した直流ＰＷＭ電圧に変換するコンバータ
回路を挿入し、この直流ＰＷＭ電圧のゼロレベルの期間
に前記インバータ回路を構成する複数の半導体スイッチ
のオン・オフスイッチングを行わせて前記直流ＰＷＭ電
圧を交流ＰＷＭ電圧に変換するごとにより、高周波イン
バータ回路のスイッチ周波数を２０ ｋ Ｈｚ以上にす
ることによって騒音の成分がなくなり、交流フィルタの
りアクタＬａｃ、コンデンサＣａｃが小さくなる。また
装置の入・出力間を絶縁するために必要な変圧器を高周
波回路に挿入しているので大幅な小形・軽量化が達成さ
れる。
ッチで構成した、直流電源電圧を交流ＰＷＭ電圧に変換
するインバータ回路と、変換された交流ＰＷＭ電圧に含
まれる高調波電圧を減衰させる交流フィルタと、インバ
ータ回路の動作を制御する制御装置からなるインバータ
装置において、直流電源とインバータ回路との間に、直
流電圧を絶縁した直流ＰＷＭ電圧に変換するコンバータ
回路を挿入し、この直流ＰＷＭ電圧のゼロレベルの期間
に前記インバータ回路を構成する複数の半導体スイッチ
のオン・オフスイッチングを行わせて前記直流ＰＷＭ電
圧を交流ＰＷＭ電圧に変換するごとにより、高周波イン
バータ回路のスイッチ周波数を２０ ｋ Ｈｚ以上にす
ることによって騒音の成分がなくなり、交流フィルタの
りアクタＬａｃ、コンデンサＣａｃが小さくなる。また
装置の入・出力間を絶縁するために必要な変圧器を高周
波回路に挿入しているので大幅な小形・軽量化が達成さ
れる。
さらに、電圧・電流をスイッチングさせる機能を掻く小
数の半導体スイツチに持たせているので、電圧・電流を
スイッチングしない他の半導体スイッチは低価格でしか
も電圧ドロップの小さい半導体スイッチを使うことがで
き、経済的な効果も大きく、効率も高くなる。
数の半導体スイツチに持たせているので、電圧・電流を
スイッチングしない他の半導体スイッチは低価格でしか
も電圧ドロップの小さい半導体スイッチを使うことがで
き、経済的な効果も大きく、効率も高くなる。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は本発明の
制御の原理を説明するための波形図、第３図ないし第５
図は他の実施例の一部を示す図、第６図は従来のインパ
ーク装置を示す図、第７図は従来のインバータ装置の制
御を説明する図である。 １・・・・・高周波インバータ回路 ２・・・・・整流回路 ３・・・・・無効電力処理回路 ４・・・・・インバータ回路 し〜し。・・半導体スイッチ（トランジスタ）Ｔ・・・
・・絶縁トランス Ｌａｃ・・・・交流フィルタのりアクタＣａｃ・・ ・
・交流フィルタのコンデンサＬ ａｃ、 Ｃａｃ・交
流フィルタ Ｌｏａｃｌ・・・・負荷 １） ハへ
制御の原理を説明するための波形図、第３図ないし第５
図は他の実施例の一部を示す図、第６図は従来のインパ
ーク装置を示す図、第７図は従来のインバータ装置の制
御を説明する図である。 １・・・・・高周波インバータ回路 ２・・・・・整流回路 ３・・・・・無効電力処理回路 ４・・・・・インバータ回路 し〜し。・・半導体スイッチ（トランジスタ）Ｔ・・・
・・絶縁トランス Ｌａｃ・・・・交流フィルタのりアクタＣａｃ・・ ・
・交流フィルタのコンデンサＬ ａｃ、 Ｃａｃ・交
流フィルタ Ｌｏａｃｌ・・・・負荷 １） ハへ
Claims (5)
- （１） 複数の半導体スイッチで構成した、直流電源電
圧を交流ＰＷＭ電圧に変換するインバータ回路と、変換
された交流ＰＷＭ電圧に含まれる高調波電圧を減衰させ
る交流フィルタと、インバータ回路の動作を制御する制
御装置からなるインバータ装置において、直流電源とイ
ンバータ回路との間に、直流電圧を絶縁した直流ＰＷＭ
電圧に変換するコンバータ回路を挿入し、この直流ＰＷ
Ｍ電圧のゼロレベルの期間に前記インバータ回路を構成
する複数の半導体スイッチのオン・オフスイッチングを
行わせて前記直流ＰＷＭ電圧を交流ＰＷＭ電圧に変換す
ることを特徴とするインバータ装置。 - （２） コンデンサとこのコンデンサに充電電流を流す
ダイオードとの直列回路をインバータ回路と並列に設け
、コンデンサに放電回路を付加したことを特徴とする請
求項１記載のインバータ装置。 - （３） 放電回路として充電電流を流すダイオードと逆
並列に放電半導体スイッチを設け、直流ＰＷＭ電圧が生
じている期間に前記放電半導体スイッチをオンさせるこ
とを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。 - （４） コンデンサの電荷を入力とし、出力を直流電源
に与える放電コンバータ回路を放電回路として設けたこ
とを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。 - （５） 直流電源とコンバータ回路との間にＰＷＭ半導
体スイッチを挿入し、このＰＷＭ半導体スイッチのオフ
期間にコンバータ回路及びインバータ回路を構成する半
導体スイッチのオン・オフスイッチングを行わせること
を特徴とする請求項１、２、３又は４記載のインバータ
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63136866A JPH0799941B2 (ja) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63136866A JPH0799941B2 (ja) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01308171A true JPH01308171A (ja) | 1989-12-12 |
| JPH0799941B2 JPH0799941B2 (ja) | 1995-10-25 |
Family
ID=15185355
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63136866A Expired - Lifetime JPH0799941B2 (ja) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0799941B2 (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728575A (en) * | 1980-07-26 | 1982-02-16 | Sanken Electric Co Ltd | Control system of inverter |
| JPH01298961A (ja) * | 1988-05-25 | 1989-12-01 | Sanyo Denki Co Ltd | インバータ装置 |
-
1988
- 1988-06-03 JP JP63136866A patent/JPH0799941B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728575A (en) * | 1980-07-26 | 1982-02-16 | Sanken Electric Co Ltd | Control system of inverter |
| JPH01298961A (ja) * | 1988-05-25 | 1989-12-01 | Sanyo Denki Co Ltd | インバータ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0799941B2 (ja) | 1995-10-25 |
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