JPH01298961A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH01298961A JPH01298961A JP63127648A JP12764888A JPH01298961A JP H01298961 A JPH01298961 A JP H01298961A JP 63127648 A JP63127648 A JP 63127648A JP 12764888 A JP12764888 A JP 12764888A JP H01298961 A JPH01298961 A JP H01298961A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は直流電力を交流電力に変換するインバータ装置
の構成に関する。
の構成に関する。
（従来技術及び発明が解決しようとする課題）ＯＡ−Ｆ
Ａｉ器の普及に伴い商用電源の停電。
Ａｉ器の普及に伴い商用電源の停電。
瞬断に備えて信頬性の高い電源の必要性が高（なり、い
わゆる無停電電源（以下、ｔＪＰｓという。）の導入の
気運が高まっている。
わゆる無停電電源（以下、ｔＪＰｓという。）の導入の
気運が高まっている。
ＵＰＳが事務所内にも設置されるように状況が変わって
きて、最近ではＵＰＳの小形・軽量化の要求と共に装置
の発生する騒音の抑制が強く望まれるようになってきた
。
きて、最近ではＵＰＳの小形・軽量化の要求と共に装置
の発生する騒音の抑制が強く望まれるようになってきた
。
これらの要求を満足する技術として、スイッチング周波
数の高周波化、いわゆる高周波スイッチング技術がある
。ところで、スイッチングに使う半導体スイッチの技術
をみると、現在ＵＰＳ用に使われているのは主としてバ
イポーラトランジスタとパワーＭＯ３ＦＥＴである。
数の高周波化、いわゆる高周波スイッチング技術がある
。ところで、スイッチングに使う半導体スイッチの技術
をみると、現在ＵＰＳ用に使われているのは主としてバ
イポーラトランジスタとパワーＭＯ３ＦＥＴである。
バイポーラトランジスタは１００にν＾以上の大きなＵ
ＰＳにも採用されているもので最も普及しているが、残
念ながらスイッチング速度が遅く、高々５ｋｌｌｚ程度
しかスイッチング周波数を高められない。これは通電時
の電力損失にくらベスイッチングに伴う電力損失の方が
大きくなり熱的に使用限界に達してしまうことが制約に
なっている。
ＰＳにも採用されているもので最も普及しているが、残
念ながらスイッチング速度が遅く、高々５ｋｌｌｚ程度
しかスイッチング周波数を高められない。これは通電時
の電力損失にくらベスイッチングに伴う電力損失の方が
大きくなり熱的に使用限界に達してしまうことが制約に
なっている。
一方、パワーＭＯ３ＦＥＴはスイッチング損失が小さい
ため２０ ｋ Ｈｚ以上のスイッチングにも使われてい
るが、素子の通電容量が小さいため高々数ｋＶＡまでの
ＵＰＳに使用されているにすぎず、大容量のＵＰＳに適
用するには経済的に無理がある。
ため２０ ｋ Ｈｚ以上のスイッチングにも使われてい
るが、素子の通電容量が小さいため高々数ｋＶＡまでの
ＵＰＳに使用されているにすぎず、大容量のＵＰＳに適
用するには経済的に無理がある。
従って、現状の技術をもってしては大容量のＵＰＳに非
可聴周波数帯である２０ ｋ Ｈｚ以上のスイッチング
周波数を適用することは経済的でなく、結果として、騒
音抑制や装置の小形・軽量化の効果も充分に発揮できな
い。
可聴周波数帯である２０ ｋ Ｈｚ以上のスイッチング
周波数を適用することは経済的でなく、結果として、騒
音抑制や装置の小形・軽量化の効果も充分に発揮できな
い。
ＵＰＳの基本的な構成は、交流入力を直流に変換する整
流装置、バッテリ及び直流電力を交流電力に逆変換する
インバータ装置である。この中でも支配的なのはインバ
ータ装置である。
流装置、バッテリ及び直流電力を交流電力に逆変換する
インバータ装置である。この中でも支配的なのはインバ
ータ装置である。
次に小形・軽量化及び騒音抑制の対象となるインバータ
装置について従来例と問題点について図を用いて説明す
る。
装置について従来例と問題点について図を用いて説明す
る。
第５図は従来のインバータ装置の構成例である。
半導体スイッチＱ、〜Ｑ４のオン・オフを制御する制御
装置は省略しである。第６図は動作波形例である。
装置は省略しである。第６図は動作波形例である。
半導体スイッチＱ、、 Ｑ、をオンさせると直流電源Ｅ
の電圧が点ａ、ｂ間に現れる。次にＱｔ、 Ｑｓをオン
させると点ａ、ｂ間に前と逆の橿性の電圧が現れる０点
ａ、ｂ間の交流電圧（第６図の実線）が交流フィルタの
リアクタし、コンデンサＣに加わり高周波電圧を減衰し
たコンデンサＣの電圧、すなわち歪の小さい正弦波電圧
（第６図の破線）が負荷Ｌｏａｄに与えられる。
の電圧が点ａ、ｂ間に現れる。次にＱｔ、 Ｑｓをオン
させると点ａ、ｂ間に前と逆の橿性の電圧が現れる０点
ａ、ｂ間の交流電圧（第６図の実線）が交流フィルタの
リアクタし、コンデンサＣに加わり高周波電圧を減衰し
たコンデンサＣの電圧、すなわち歪の小さい正弦波電圧
（第６図の破線）が負荷Ｌｏａｄに与えられる。
第６図（Ａ）は第５図の半導体スイッチ０１〜０４のス
イッチングが１サイクルにつき１回の割合でオン・オフ
動作させた場合の電圧波形である０点ａ。
イッチングが１サイクルにつき１回の割合でオン・オフ
動作させた場合の電圧波形である０点ａ。
ｂ間の電圧、すなわちインバータ回路の出力電圧には低
次、例えば第３．第５次の高調波等の電圧が多量に含ま
れているのでこれらを減衰させる交流フィルタのインダ
クタンスし、コンデンサＣの定数は大きなものを必要と
し、装置の小形・軽量化の隘路となっている。
次、例えば第３．第５次の高調波等の電圧が多量に含ま
れているのでこれらを減衰させる交流フィルタのインダ
クタンスし、コンデンサＣの定数は大きなものを必要と
し、装置の小形・軽量化の隘路となっている。
また、第６図ＣＢ）は第５図の半導体スイッチＱ＋〜０
４を出力電圧の交流半波内で数多くスイッチング動作さ
せる、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行った場
合の波形である。ＰＷＭ＊Ｉ？ｉｌｌによってインバー
タ回路の出力電圧から低次の高調波成分を消去すること
が可能になり、交流フィルタのりアクタＬとコンデンサ
Ｃを小形・軽量化することができる。スイッチング周波
数を高くするほど、より高次の高調波電圧まで消去する
ことができ、リアクタし、コンデンサＣの小形・軽量化
の効果は高くなる。またスイッチング周波数を２０ｋＨ
ｚ以上に高くすれば、最大の騒音発生源であるリアクタ
Ｌから生ずる騒音も聴えなくなり、低騒音化の目的も達
せられる。
４を出力電圧の交流半波内で数多くスイッチング動作さ
せる、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行った場
合の波形である。ＰＷＭ＊Ｉ？ｉｌｌによってインバー
タ回路の出力電圧から低次の高調波成分を消去すること
が可能になり、交流フィルタのりアクタＬとコンデンサ
Ｃを小形・軽量化することができる。スイッチング周波
数を高くするほど、より高次の高調波電圧まで消去する
ことができ、リアクタし、コンデンサＣの小形・軽量化
の効果は高くなる。またスイッチング周波数を２０ｋＨ
ｚ以上に高くすれば、最大の騒音発生源であるリアクタ
Ｌから生ずる騒音も聴えなくなり、低騒音化の目的も達
せられる。
しかしながら、容量の大きいインバータ回路に使用され
ている半導体スイッチは経済的な点から、バイポーラト
ランジスタが選ばれている。バイポーラトランジスタの
スイッチング速度は遅く、そのためスイッチング毎に発
生する損失が大きいので高周波スイッチングには適して
いない、スイッチング周波数の上限は高々５ｋＨｚであ
る。このため交流フィルタのリアクタし、コンデンサＣ
の小形・軽量化の効果も充分でなく、騒音も抑制するこ
とができない。
ている半導体スイッチは経済的な点から、バイポーラト
ランジスタが選ばれている。バイポーラトランジスタの
スイッチング速度は遅く、そのためスイッチング毎に発
生する損失が大きいので高周波スイッチングには適して
いない、スイッチング周波数の上限は高々５ｋＨｚであ
る。このため交流フィルタのリアクタし、コンデンサＣ
の小形・軽量化の効果も充分でなく、騒音も抑制するこ
とができない。
（発明の目的）
本発明は上記課題を解決するため、インバータ回路にバ
イポーラトランジスタのようにスイッチング損失の大き
い半導体スイッチを使いながら高周波のＰ Ｗ Ｍ ＠
Ｊ御が行えるインバータ装置を提供することにある。
イポーラトランジスタのようにスイッチング損失の大き
い半導体スイッチを使いながら高周波のＰ Ｗ Ｍ ＠
Ｊ御が行えるインバータ装置を提供することにある。
（課題を解決するための手段）
本発明は上記目的を達成するために、複数の半導体スイ
ッチで構成した、直流型１ＩＩＸ電圧を交流ＰＷＭ電圧
に変換するインバータ回路と、変換された交流ＰＷＭ電
圧に含まれる高調波電圧を減衰させる交流フィルタと、
インバータ回路の動作を制御する制御装置からなるイン
バータ装置において、直流電源とインバータ回路との間
にＰＷＭ半導体スイッチを介在させて、このＰＷＭ半導
体スイッチをオン・オフ動作させることによって直流Ｐ
ＷＭ電圧に変換し、前記ＰＷＭ半導体スイッチのオフ期
間に前記インバータ回路を構成する複数の半導体スイッ
チをオン・オフさせて、前記直流ＰＷＭ電圧を交流ＰＷ
Ｍ電圧に変換することを特徴とするインバータ装置を要
旨とする。
ッチで構成した、直流型１ＩＩＸ電圧を交流ＰＷＭ電圧
に変換するインバータ回路と、変換された交流ＰＷＭ電
圧に含まれる高調波電圧を減衰させる交流フィルタと、
インバータ回路の動作を制御する制御装置からなるイン
バータ装置において、直流電源とインバータ回路との間
にＰＷＭ半導体スイッチを介在させて、このＰＷＭ半導
体スイッチをオン・オフ動作させることによって直流Ｐ
ＷＭ電圧に変換し、前記ＰＷＭ半導体スイッチのオフ期
間に前記インバータ回路を構成する複数の半導体スイッ
チをオン・オフさせて、前記直流ＰＷＭ電圧を交流ＰＷ
Ｍ電圧に変換することを特徴とするインバータ装置を要
旨とする。
（実施例）
以下に図を用いて本発明の詳細な説明する。
なお、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行い得ること
は言うまでもない。
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行い得ること
は言うまでもない。
第１図は本発明のインバータ装置の構成例、また第２図
は本発明の制御法の原理を説明するための図である。
は本発明の制御法の原理を説明するための図である。
第１図の構成は第５図の従来のインバータ装置にＰＷＭ
半導半導体スイッチ色ダイオードＤ、の逆並列回路を付
加したものである。ダイオードＯ５は交流フィルタのリ
アクタし、コンデンサＣ及び負荷Ｌｏａｄの無効電力を
直流電源已に帰還させるために必要なものである。ＰＷ
Ｍ半導体スイッチＱＳにパワーＭＯ３ＦＥＴのように逆
並列ダイオードが内蔵されている場合には外づけのダイ
オードＤ、は省略することも可能である。
半導半導体スイッチ色ダイオードＤ、の逆並列回路を付
加したものである。ダイオードＯ５は交流フィルタのリ
アクタし、コンデンサＣ及び負荷Ｌｏａｄの無効電力を
直流電源已に帰還させるために必要なものである。ＰＷ
Ｍ半導体スイッチＱＳにパワーＭＯ３ＦＥＴのように逆
並列ダイオードが内蔵されている場合には外づけのダイ
オードＤ、は省略することも可能である。
制御装置Ｃｏｎｔからの第２図（ｉ）の信号をＰＷＭ半
導半導体スイッチ色与えると第２図（ｉｉ ）の断続し
た直流ＰＷＭ電圧がインバータ回路に与えられる。
導半導体スイッチ色与えると第２図（ｉｉ ）の断続し
た直流ＰＷＭ電圧がインバータ回路に与えられる。
ａＳがオフしている期間にインバータ回路の半導体スイ
ッチ口、〜Ｑ４のスイッチ切替を行う。半導体スイッチ
０１〜Ｑ４に第２図（ｉｉｉ）及び（ｉｖ）の制御信号
を与えると、点ａ、ｂ間に、第２図（ｉｉ）のＰＷＭ電
圧が交互に極性を反転して現れる（第２図（Ｖ））。
ッチ口、〜Ｑ４のスイッチ切替を行う。半導体スイッチ
０１〜Ｑ４に第２図（ｉｉｉ）及び（ｉｖ）の制御信号
を与えると、点ａ、ｂ間に、第２図（ｉｉ）のＰＷＭ電
圧が交互に極性を反転して現れる（第２図（Ｖ））。
この第２図（Ｖ）の電圧がインバータ回路の交２ｉｔＰ
ＷＭ出力電圧で交流フィルタのリアクタし、コンデンサ
Ｃと負荷Ｌｏａｄの回路に与えられる。
ＷＭ出力電圧で交流フィルタのリアクタし、コンデンサ
Ｃと負荷Ｌｏａｄの回路に与えられる。
半導体スイッチはスイッチングに多少の時間を必要とす
る。このスイッチングの過渡期間に電圧と電流とが半導
体スイッチにかかることによって、（電圧）×（電流）
をスイッチング時間で積分しただけの損失を生ずる。こ
れがスイッチング損失で、高周波スイッチングした場合
の半導体スイフチの温度上昇の大きな原因となる。
る。このスイッチングの過渡期間に電圧と電流とが半導
体スイッチにかかることによって、（電圧）×（電流）
をスイッチング時間で積分しただけの損失を生ずる。こ
れがスイッチング損失で、高周波スイッチングした場合
の半導体スイフチの温度上昇の大きな原因となる。
第１図のインバータ回路を構成する半導体スイッチＱ、
〜Ｑ４は電圧がゼロの状態でスイッチングするのでスイ
ッチング損失が小さく無視することができる。従ってス
イッチング速度の遅い、例えばバイポーラトランジスタ
でも２０ ｋ Ｈｚのスイッチング動作に耐えられる。
〜Ｑ４は電圧がゼロの状態でスイッチングするのでスイ
ッチング損失が小さく無視することができる。従ってス
イッチング速度の遅い、例えばバイポーラトランジスタ
でも２０ ｋ Ｈｚのスイッチング動作に耐えられる。
一方、電圧、電流をスイッチングするＰＷＭ半導半導体
スイッチ色は高速スイッチング特性を有する、例えばパ
ワーＭＯＳＦＥＴを使う、この場合スイッチング時間が
短いのでスイッチング損失は小さく高周波スイッチング
に使える。
スイッチ色は高速スイッチング特性を有する、例えばパ
ワーＭＯＳＦＥＴを使う、この場合スイッチング時間が
短いのでスイッチング損失は小さく高周波スイッチング
に使える。
第３図は本発明の高周波ＰＷＭ第１の制御方法を説明す
るための図である。制御袋ＷｃｏｎｔからＰＷＭ半導体
スイッチロ、に信号（ｉ）を送り、（ｉｉ）の直流ＰＷ
Ｍ電圧を得る。インバータ回路の半導体スイッチ０．〜
Ｑ４にそれぞれ制御装置Ｃｏｎ ｔからの信号（ｉｉｉ
）〜（ｖｉ）を送ると、Ｑ、と０４がオンしている期
間に一方の極性のパルス列が、またＱ８とＱ、がオンし
ている期間に他方の極性のパルス列の電圧（ｖｉ）が点
ａ、ｂ間に現れる。これがインバータ回路出力の交流Ｐ
ＷＭ電圧である。半導体スイッチ０１〜Ｑ４はいずれも
ＰＷＭ半導半導体スイッチ色スイッチングの期間、つま
り直流ＰＷＭ電圧（電圧（ｉｉ））がゼロレベルにある
期間にスイッチングさせる。
るための図である。制御袋ＷｃｏｎｔからＰＷＭ半導体
スイッチロ、に信号（ｉ）を送り、（ｉｉ）の直流ＰＷ
Ｍ電圧を得る。インバータ回路の半導体スイッチ０．〜
Ｑ４にそれぞれ制御装置Ｃｏｎ ｔからの信号（ｉｉｉ
）〜（ｖｉ）を送ると、Ｑ、と０４がオンしている期
間に一方の極性のパルス列が、またＱ８とＱ、がオンし
ている期間に他方の極性のパルス列の電圧（ｖｉ）が点
ａ、ｂ間に現れる。これがインバータ回路出力の交流Ｐ
ＷＭ電圧である。半導体スイッチ０１〜Ｑ４はいずれも
ＰＷＭ半導半導体スイッチ色スイッチングの期間、つま
り直流ＰＷＭ電圧（電圧（ｉｉ））がゼロレベルにある
期間にスイッチングさせる。
半導体スイッチＱ、と０４及びＱ、とＱ、はそれぞれ相
補的にオン・オフスイッチング動作をする。第３図（ｖ
ｉ）における−点鎖線α、βはインバータ回路の出力電
流、つまり交流フィルタのリアクタ上５コンデンサＣと
負荷Ｌｏａｄの合成電流である。αが力率１．βが遅れ
力率になっている場合である。
補的にオン・オフスイッチング動作をする。第３図（ｖ
ｉ）における−点鎖線α、βはインバータ回路の出力電
流、つまり交流フィルタのリアクタ上５コンデンサＣと
負荷Ｌｏａｄの合成電流である。αが力率１．βが遅れ
力率になっている場合である。
力率が１の場合には交流ＰＷＭ電圧と電流αの位相が一
致しているため、インバータ回路の半導体スイッチＱ＋
にはＱ４と同じ信号（Ｖ）を、また半導体スイッチＱ２
にはＱ、と同じ信号（ｖｉ）をそれぞれ与えても（ｖｉ
ｉ）の交流ＰＷＭ電圧を得ることが可能である。一方、
力率が低い場合、例えばβのように遅れ力率になってい
る場合には、交流ＰＷＭ電圧の極性と電流の位相に差が
あり、電圧と電流の極性が異なっている期間（（ｖｉｉ
）のＩ〜■及び■〜■の期間）が存在するようになる。
致しているため、インバータ回路の半導体スイッチＱ＋
にはＱ４と同じ信号（Ｖ）を、また半導体スイッチＱ２
にはＱ、と同じ信号（ｖｉ）をそれぞれ与えても（ｖｉ
ｉ）の交流ＰＷＭ電圧を得ることが可能である。一方、
力率が低い場合、例えばβのように遅れ力率になってい
る場合には、交流ＰＷＭ電圧の極性と電流の位相に差が
あり、電圧と電流の極性が異なっている期間（（ｖｉｉ
）のＩ〜■及び■〜■の期間）が存在するようになる。
この場合、半導体スイッチＱ１とＱ！のスイッチングは
（ｉｉｉ）、（ｉｖ）のように相補的になっていると電
圧波形の制御に都合がよい、これを第１図の回路図につ
いて説明する。Ｉ〜Ｈの期間には電流ｉが図のような方
向に流れているので、半導体スイッチＱ２をオフにした
ままにしておくとＰＷＭ半導半導体スイッチ跡び半導体
スイッチＱ＋、 Ｑａがスイッチオフとなっている期間
にも、ダイオードＤｓ、 ＤＩ＋ ロ、を通って電源Ｅ
に電流ｌが流れることになり、本来ゼロ電圧に保つべき
点Ｃの電圧が電源電圧Ｅまで高くなってしまう。この結
果、低次の高調波電圧を消去するように構成したＰＷＭ
のパターンがくずれて消去すべき電圧が出力に現れてし
まう。
（ｉｉｉ）、（ｉｖ）のように相補的になっていると電
圧波形の制御に都合がよい、これを第１図の回路図につ
いて説明する。Ｉ〜Ｈの期間には電流ｉが図のような方
向に流れているので、半導体スイッチＱ２をオフにした
ままにしておくとＰＷＭ半導半導体スイッチ跡び半導体
スイッチＱ＋、 Ｑａがスイッチオフとなっている期間
にも、ダイオードＤｓ、 ＤＩ＋ ロ、を通って電源Ｅ
に電流ｌが流れることになり、本来ゼロ電圧に保つべき
点Ｃの電圧が電源電圧Ｅまで高くなってしまう。この結
果、低次の高調波電圧を消去するように構成したＰＷＭ
のパターンがくずれて消去すべき電圧が出力に現れてし
まう。
電圧をゼロレベルに保つべき期間には半導体スインチＱ
２をオンさせて、電流ｉを半導体スイッチＱ２．ダイオ
ードＤ４のループで流すようにすれば点ａ、ｂ間の電圧
差はゼロとなりＰＷＭのパターンは制御回路Ｃｏｎｔか
らの信号どおりに維持される。
２をオンさせて、電流ｉを半導体スイッチＱ２．ダイオ
ードＤ４のループで流すようにすれば点ａ、ｂ間の電圧
差はゼロとなりＰＷＭのパターンは制御回路Ｃｏｎｔか
らの信号どおりに維持される。
同じく、次の半サイクルの■〜■の期間には半導体スイ
ッチＱ、をオンさせて電圧ゼロの期間を確実につくるこ
とが肝要になる。
ッチＱ、をオンさせて電圧ゼロの期間を確実につくるこ
とが肝要になる。
第４図は第２の制御方法を説明する図である。
第３図と異なるのは（ｉｊ）と（ｉｖ）の信号のパター
ンである。前の方法で述べたように、力率が低いときに
はＰＷＭパターンのゼロレベル期間を確実につくるため
、直流ＰＷＭ１を圧が印加されない半導体スインチＱ、
又はＱ、をオンさせる必要がある。しかし、この場合、
ＰＷＭ半導半導体スイッチ跡オフになっている限り半導
体スイッチＱ２がオンしている期間に半導体スイッチＱ
、をオフさせること、あるいは半導体スイッチＱ、がオ
ンしている期間に半導体スイッチＱ、をオフさせること
は必ずしも必要でない、半導体スイッチ口、〜Ｑ４のす
べてがオン状態にあっても差し支えない。肝要なのはＰ
ＷＭ半導半導体スイッチ跡オンしている期間には半導体
スイッチ口、と０８とのいずれか一方が、また半導体ス
イッチＱ、と０４とのいずれか一方がオフになっている
ことである。第４図はＱ、と０３とに同時にオン状態と
なる期間を設けた例である。力率の低い場合でも第３図
の制御方法と同じ効果が得られる。
ンである。前の方法で述べたように、力率が低いときに
はＰＷＭパターンのゼロレベル期間を確実につくるため
、直流ＰＷＭ１を圧が印加されない半導体スインチＱ、
又はＱ、をオンさせる必要がある。しかし、この場合、
ＰＷＭ半導半導体スイッチ跡オフになっている限り半導
体スイッチＱ２がオンしている期間に半導体スイッチＱ
、をオフさせること、あるいは半導体スイッチＱ、がオ
ンしている期間に半導体スイッチＱ、をオフさせること
は必ずしも必要でない、半導体スイッチ口、〜Ｑ４のす
べてがオン状態にあっても差し支えない。肝要なのはＰ
ＷＭ半導半導体スイッチ跡オンしている期間には半導体
スイッチ口、と０８とのいずれか一方が、また半導体ス
イッチＱ、と０４とのいずれか一方がオフになっている
ことである。第４図はＱ、と０３とに同時にオン状態と
なる期間を設けた例である。力率の低い場合でも第３図
の制御方法と同じ効果が得られる。
第３図、第４図の制御方法ともインバータ装置出力電圧
の半サイクル中に数多くのスイッチング動作を行い交流
ＰＷＭ電圧を発生させているが、インバータ回路の半導
体スイッチＱ１〜Ｑ４は電圧がゼロの期間にスイッチン
グを行わせているのでスイッチング損失の発生は無視で
きるほど小さい。
の半サイクル中に数多くのスイッチング動作を行い交流
ＰＷＭ電圧を発生させているが、インバータ回路の半導
体スイッチＱ１〜Ｑ４は電圧がゼロの期間にスイッチン
グを行わせているのでスイッチング損失の発生は無視で
きるほど小さい。
一方、ＰＷＭ半導半導体スイッチ跡は高速スイッチング
特性を有するパワーＭＯＳＦＥＴを使っているので直流
ＰＷＭ電圧を発生させてもスイッチングに伴う損失は小
さい、従ってスイッチング周波数を２０ｋＨｚ以上に高
めることも可能になり、交流フィルタのリアクタし、コ
ンデンサＣを小形・軽量化するとともに騒音も可聴周波
数帯域外に出すことができ実質的な騒音抑制が可能にな
る。
特性を有するパワーＭＯＳＦＥＴを使っているので直流
ＰＷＭ電圧を発生させてもスイッチングに伴う損失は小
さい、従ってスイッチング周波数を２０ｋＨｚ以上に高
めることも可能になり、交流フィルタのリアクタし、コ
ンデンサＣを小形・軽量化するとともに騒音も可聴周波
数帯域外に出すことができ実質的な騒音抑制が可能にな
る。
（発明の効果）
以上説明したように、直流電源とインバータ回路内に高
速スイッチング特性をもつＰＷＭ半導体スイッチを挿入
することによって、数多く使用するインバータ回路の半
導体スイッチに比較的スイッチング速度の遅い半導体ス
イッチを通用しても高周波スイッチングの交流ＰＷＭ電
圧を発生させることができるので交流フィルタのリアク
タし。
速スイッチング特性をもつＰＷＭ半導体スイッチを挿入
することによって、数多く使用するインバータ回路の半
導体スイッチに比較的スイッチング速度の遅い半導体ス
イッチを通用しても高周波スイッチングの交流ＰＷＭ電
圧を発生させることができるので交流フィルタのリアク
タし。
コンデンサＣの小形・軽量化が図れ、また装置の騒音も
小さく抑えられて、インバータ装置及びこの応用である
ＵＰＳ等の小形・軽量化、低騒音化が図れる。
小さく抑えられて、インバータ装置及びこの応用である
ＵＰＳ等の小形・軽量化、低騒音化が図れる。
また、交流ＰＷＭ電圧の正・負極性のパルス列パターン
を１つのＰＷＭ半導体スイッチＱＳによって発生させる
ので正・逆極性の電圧の対称性が保たれることになり、
負荷Ｌｏａｄ側にある変圧器等に偏磁を引き起こすよう
なトラブルも発生しに（くなり電源としての信頬性も高
まる。
を１つのＰＷＭ半導体スイッチＱＳによって発生させる
ので正・逆極性の電圧の対称性が保たれることになり、
負荷Ｌｏａｄ側にある変圧器等に偏磁を引き起こすよう
なトラブルも発生しに（くなり電源としての信頬性も高
まる。
第１図は本発明の一実施例であるインバータ装置の構成
例、第２図は本発明の制御法の原理を説明する図、第３
図は本発明の高周波ＰＷＭ第１の制御方法を説明するた
めの図、第４図は第２の制御方法を説明する図、第５図
は従来のインバータ装置の構成を示した図、第６図は従
来のインバー夕装置の動作を説明する図である。 Ｅ・・・・・・・・・直流電源 Ｑ、、 Ｑ！＋口１．Ｑ４・・・半導体スイッチ０、・
・・・・・・・・ＰＷＭ半導体スイッチＤＩ＋ Ｄｔ、
Ｄｓ、Ｄａ、Ｄｓ・ダイオードＬ・・・・・・・・・
交流フィルタのりアクタＣ・・・・・・・・・交流フィ
ルタのコンデンサＬｏａｄ・・・・・・・・負荷 Ｃｏｎｔ・・・・・・・・制御装置
例、第２図は本発明の制御法の原理を説明する図、第３
図は本発明の高周波ＰＷＭ第１の制御方法を説明するた
めの図、第４図は第２の制御方法を説明する図、第５図
は従来のインバータ装置の構成を示した図、第６図は従
来のインバー夕装置の動作を説明する図である。 Ｅ・・・・・・・・・直流電源 Ｑ、、 Ｑ！＋口１．Ｑ４・・・半導体スイッチ０、・
・・・・・・・・ＰＷＭ半導体スイッチＤＩ＋ Ｄｔ、
Ｄｓ、Ｄａ、Ｄｓ・ダイオードＬ・・・・・・・・・
交流フィルタのりアクタＣ・・・・・・・・・交流フィ
ルタのコンデンサＬｏａｄ・・・・・・・・負荷 Ｃｏｎｔ・・・・・・・・制御装置
Claims (1)
- 複数の半導体スイッチで構成した、直流電源電圧を交
流ＰＷＭ電圧に変換するインバータ回路と、変換された
交流ＰＷＭ電圧に含まれる高調波電圧を減衰させる交流
フィルタと、インバータ回路の動作を制御する制御装置
からなるインバータ装置において、直流電源とインバー
タ回路との間にＰＷＭ半導体スイッチを介在させて、こ
のＰＷＭ半導体スイッチをオン・オフ動作させることに
よって直流ＰＷＭ電圧に変換し、前記ＰＷＭ半導体スイ
ッチのオフ期間に前記インバータ回路を構成する複数の
半導体スイッチをオン・オフさせて、前記直流ＰＷＭ電
圧を交流ＰＷＭ電圧に変換することを特徴とするインバ
ータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63127648A JPH0755056B2 (ja) | 1988-05-25 | 1988-05-25 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63127648A JPH0755056B2 (ja) | 1988-05-25 | 1988-05-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01298961A true JPH01298961A (ja) | 1989-12-01 |
| JPH0755056B2 JPH0755056B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=14965292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63127648A Expired - Lifetime JPH0755056B2 (ja) | 1988-05-25 | 1988-05-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0755056B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01308171A (ja) * | 1988-06-03 | 1989-12-12 | Sanyo Denki Co Ltd | インバータ装置 |
| JPH04121067A (ja) * | 1990-09-10 | 1992-04-22 | Mitsubishi Electric Corp | 直流交流電力変換装置 |
| JP2006311668A (ja) * | 2005-04-27 | 2006-11-09 | Daihen Corp | インバータ電源装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728575A (en) * | 1980-07-26 | 1982-02-16 | Sanken Electric Co Ltd | Control system of inverter |
-
1988
- 1988-05-25 JP JP63127648A patent/JPH0755056B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728575A (en) * | 1980-07-26 | 1982-02-16 | Sanken Electric Co Ltd | Control system of inverter |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01308171A (ja) * | 1988-06-03 | 1989-12-12 | Sanyo Denki Co Ltd | インバータ装置 |
| JPH04121067A (ja) * | 1990-09-10 | 1992-04-22 | Mitsubishi Electric Corp | 直流交流電力変換装置 |
| JP2006311668A (ja) * | 2005-04-27 | 2006-11-09 | Daihen Corp | インバータ電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0755056B2 (ja) | 1995-06-07 |
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