JPH01311707A - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
- Publication number
- JPH01311707A JPH01311707A JP63144332A JP14433288A JPH01311707A JP H01311707 A JPH01311707 A JP H01311707A JP 63144332 A JP63144332 A JP 63144332A JP 14433288 A JP14433288 A JP 14433288A JP H01311707 A JPH01311707 A JP H01311707A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- circuit
- switching
- stage
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0088—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using discontinuously variable devices, e.g. switch-operated
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0277—Selecting one or more amplifiers from a plurality of amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は増幅回路に関するもので、特に、高周波増幅
回路にＪ３いて出力信号パワーを変化させるための技術
に関する。
回路にＪ３いて出力信号パワーを変化させるための技術
に関する。
無線機などの出力増幅回路においては、高周波信号を多
段増幅回路によって増幅し、それによって高パワーの出
力信号を得ている。しかしながら、交信先との距離が短
い場合などには低パワーの出力信号でも交信可能である
ため、出力信号のパワーを高パワーと低パワーとの間で
切換えることができる出力パワー切換型の出力増幅回路
も用いられる。
段増幅回路によって増幅し、それによって高パワーの出
力信号を得ている。しかしながら、交信先との距離が短
い場合などには低パワーの出力信号でも交信可能である
ため、出力信号のパワーを高パワーと低パワーとの間で
切換えることができる出力パワー切換型の出力増幅回路
も用いられる。
第１０図はこのような出力パワー切換型の出力増幅回路
の従来例を示ずブロック図である。同図において、この
出力増幅回路は、複数の単位増幅器１ａ〜１Ｃの多段接
続によって構成された多段増幅回路１を有している。そ
して、高周波入力信号ＳＩは入力端子３に与えられ、こ
の人力信号ＳＩが多段増幅回路１で増幅されて高周波出
力信号ＳＯとなる。この高周波出力信号ＳＯは、出力端
子３から負荷回路４へ与えられる。
の従来例を示ずブロック図である。同図において、この
出力増幅回路は、複数の単位増幅器１ａ〜１Ｃの多段接
続によって構成された多段増幅回路１を有している。そ
して、高周波入力信号ＳＩは入力端子３に与えられ、こ
の人力信号ＳＩが多段増幅回路１で増幅されて高周波出
力信号ＳＯとなる。この高周波出力信号ＳＯは、出力端
子３から負荷回路４へ与えられる。
各単位増幅器１ａ〜１Ｃには、電源入力端子６８〜６Ｃ
を介して、ＤＣｆｆｉ源５からＤＣｍ力がそれぞれ供給
される。ただし、初段単位増幅器１ａへの１〕Ｃ電力供
給は電子式可変抵抗器７を介して行なわれている。この
電子式可変抵抗波７は、抵抗制御信号ＳＲのレベルに応
じて、その内部等価抵抗値が変化するように構成されて
いる。
を介して、ＤＣｆｆｉ源５からＤＣｍ力がそれぞれ供給
される。ただし、初段単位増幅器１ａへの１〕Ｃ電力供
給は電子式可変抵抗器７を介して行なわれている。この
電子式可変抵抗波７は、抵抗制御信号ＳＲのレベルに応
じて、その内部等価抵抗値が変化するように構成されて
いる。
このように構成された出力増幅回路において、出力信号
ＳＯのパワーを変えたいときには、抵抗制御信号Ｓ１の
レベルを変えることにより、電子式可変抵抗器７の内部
等価抵抗値を増減させる。
ＳＯのパワーを変えたいときには、抵抗制御信号Ｓ１の
レベルを変えることにより、電子式可変抵抗器７の内部
等価抵抗値を増減させる。
すると、初段単位増幅器１ａに与えられるＤＣバイアス
の値が変化し、そのゲインが変化する。そして、それに
よって多段増幅回路１全体としてのゲインし変化する。
の値が変化し、そのゲインが変化する。そして、それに
よって多段増幅回路１全体としてのゲインし変化する。
その結果、出力端子３から負荷回路４に与えられる高周
波出力信号Ｓｏのパワーが変化する。
波出力信号Ｓｏのパワーが変化する。
ところで、１１１位増幅Ｗ１ａ〜１Ｃのそれぞれは、多
段増幅回路１に高パワー出力動作を行なわせる場合にお
いて最も高い効率で増幅動作をするよう、設計されてい
る。具体的には、各単位増幅器１ａ〜１Ｃに内蔵されて
いるインピーダンス整合回路（図示せず）が、高パワー
出力時にＲ適整合を与えるように構成されている。
段増幅回路１に高パワー出力動作を行なわせる場合にお
いて最も高い効率で増幅動作をするよう、設計されてい
る。具体的には、各単位増幅器１ａ〜１Ｃに内蔵されて
いるインピーダンス整合回路（図示せず）が、高パワー
出力時にＲ適整合を与えるように構成されている。
このため、初段増幅器１ａのゲインを低下させた場合に
は、この初段増幅器１ａ内でＣ級増幅を行なっているト
ランジスタ（図示せず）の等価インピーダンスが変化し
、後段側の単位増幅器１ｂどの間のインピーダンス整合
がとれなくなってしまう。第２段車位増幅器１ｂも、そ
の入力レベルが低化することによりその内部インピーダ
ンスが変化し、最終段の単位増幅器１Ｃとの間のインピ
ーダンス整合がとれなくなる。したがって、初段単位増
幅Ｂ１ａへ与えるＤＣ電力を低化さけて出力信号パワー
を低化させた場合には、多段増幅回路１での電力効率が
低下する。
は、この初段増幅器１ａ内でＣ級増幅を行なっているト
ランジスタ（図示せず）の等価インピーダンスが変化し
、後段側の単位増幅器１ｂどの間のインピーダンス整合
がとれなくなってしまう。第２段車位増幅器１ｂも、そ
の入力レベルが低化することによりその内部インピーダ
ンスが変化し、最終段の単位増幅器１Ｃとの間のインピ
ーダンス整合がとれなくなる。したがって、初段単位増
幅Ｂ１ａへ与えるＤＣ電力を低化さけて出力信号パワー
を低化させた場合には、多段増幅回路１での電力効率が
低下する。
この事情は、ＤＣ電源５としてバッテリなどを用いてい
る可搬型無線機において特に問題となる。
る可搬型無線機において特に問題となる。
それは、パワーセーブのために出力信号パワーを下げて
も、それに比例して消費電力は低下せず、パワーの浪費
となってバッテリの寿命を延ばすことはできないことに
なるためである。
も、それに比例して消費電力は低下せず、パワーの浪費
となってバッテリの寿命を延ばすことはできないことに
なるためである。
この発明は従来技術における上述の問題の克服を意図し
ており、′電力効率の低下を招くことなく出力信号パワ
ーを変化させることができる増幅回路を提供することを
第１の目的とする。
ており、′電力効率の低下を招くことなく出力信号パワ
ーを変化させることができる増幅回路を提供することを
第１の目的とする。
また、特に、多段増幅回路を有する高周波増幅回路につ
き、電力効率を低下させることなく出力信号パワーを変
化させることかでさる回路構成を提供することを第２の
目的とする。
き、電力効率を低下させることなく出力信号パワーを変
化させることかでさる回路構成を提供することを第２の
目的とする。
この発明の第１の構成は、入力信号を増幅して増幅信号
を生成する増幅回路を対策としている。。
を生成する増幅回路を対策としている。。
そして、この増幅回路は、互いに異なる最適入力レベル
を持った複数の単位増幅器の多段接続を有し、入力信号
を増幅して増幅器１号を生成する多段増幅回路と、前記
複数の単位増幅器のうち、後段側単位増幅器に並列接続
されて、前記後段側単位増幅器をバイパスリ−るバイパ
ス経路と、前記後段側単位増幅器と前記バイパス経路と
の並列回路に結合されるとともに、外部から与えられる
スイツチング信号に応答して前記後段側増幅器と前記バ
イパス経路とのうちの一方を選択的に導通化するスイッ
チング手段とを備えて構成されている。
を持った複数の単位増幅器の多段接続を有し、入力信号
を増幅して増幅器１号を生成する多段増幅回路と、前記
複数の単位増幅器のうち、後段側単位増幅器に並列接続
されて、前記後段側単位増幅器をバイパスリ−るバイパ
ス経路と、前記後段側単位増幅器と前記バイパス経路と
の並列回路に結合されるとともに、外部から与えられる
スイツチング信号に応答して前記後段側増幅器と前記バ
イパス経路とのうちの一方を選択的に導通化するスイッ
チング手段とを備えて構成されている。
また、この発明の第２の構成では、前記入力信号はＶＨ
Ｆ帯またはＵＨＦ帯に属する高周波入力信号であり、前
記入力信号の波長をλとし、Ｎを任意の正整数としたと
き、前記バイパス経路は、（Ｎλ／２）の線路長を有す
るストリップ線路を有し、前記スイッチング手段は、前
記後段側単位増幅器に結合され、かつ第１のスイッチン
グ信号に応答して前記並列回路のうち前記後段側単位増
幅器を通る回路部分を電気的に開閉する第１のスイッチ
ング回路と、１≦Ｍ≦Ｎを満足する任意の正整数Ｍに対
して前記ストリップ線路の端点から前記ストリップ線路
に沿って［（２Ｍ−１）λ／４］だけ離れた中間点と所
定の定電位点との間に介挿され−かつ前記第１のスイッ
チング信号に同期した第２のスイッチング信号に応答し
て前記中間点と前記定電位点との間の電気的開閉を行な
う第２のスイッチング回路とを有する。
Ｆ帯またはＵＨＦ帯に属する高周波入力信号であり、前
記入力信号の波長をλとし、Ｎを任意の正整数としたと
き、前記バイパス経路は、（Ｎλ／２）の線路長を有す
るストリップ線路を有し、前記スイッチング手段は、前
記後段側単位増幅器に結合され、かつ第１のスイッチン
グ信号に応答して前記並列回路のうち前記後段側単位増
幅器を通る回路部分を電気的に開閉する第１のスイッチ
ング回路と、１≦Ｍ≦Ｎを満足する任意の正整数Ｍに対
して前記ストリップ線路の端点から前記ストリップ線路
に沿って［（２Ｍ−１）λ／４］だけ離れた中間点と所
定の定電位点との間に介挿され−かつ前記第１のスイッ
チング信号に同期した第２のスイッチング信号に応答し
て前記中間点と前記定電位点との間の電気的開閉を行な
う第２のスイッチング回路とを有する。
第１の構成においては、後段側単位増幅器とバイパス経
路とのうちの一方が選択的に導通化づ“る。
路とのうちの一方が選択的に導通化づ“る。
後段側単位増幅器を導通化したときには、その増幅作用
が前段側単位増幅器の増幅作用と組合わされて、高パワ
ーの出力信号が得られる。一方、バイパス経路を導通化
させたときには、前段側単位増幅器の増幅作用のみによ
って入力信号が増幅され、出力信号パワーは低下する。
が前段側単位増幅器の増幅作用と組合わされて、高パワ
ーの出力信号が得られる。一方、バイパス経路を導通化
させたときには、前段側単位増幅器の増幅作用のみによ
って入力信号が増幅され、出力信号パワーは低下する。
いずれの場合にも、前段側中位増幅器の作動条件は変化
しないことから、電力効率の低下を沼くようなインピー
ダンス不整合は生じない。
しないことから、電力効率の低下を沼くようなインピー
ダンス不整合は生じない。
第２の構成では、入力信号が高周波信号であることを考
慮して、バイパス経路としてストリップ線路が使用され
ている。
慮して、バイパス経路としてストリップ線路が使用され
ている。
第１図は、この発明を無線機の高周波出力可変増幅回路
に適用した第１の実施例を示すブロック図である。同図
において、多段増幅回路１は縦列（直列）接続された３
個の単位増幅器１ａ〜１Ｃを有しており、高周波入力信
号ＳＩは入力端子２へ与えられる。この実施例では、高
周波入力信号ＳＩは、ＶＨＦまたはＵＨＦ帯に屈する周
波数を有している。入力信号８１は多段増幅回路１によ
って増幅され、出力端子３から高周波出力信号ＳＯとし
て負荷回路４に供給される。
に適用した第１の実施例を示すブロック図である。同図
において、多段増幅回路１は縦列（直列）接続された３
個の単位増幅器１ａ〜１Ｃを有しており、高周波入力信
号ＳＩは入力端子２へ与えられる。この実施例では、高
周波入力信号ＳＩは、ＶＨＦまたはＵＨＦ帯に屈する周
波数を有している。入力信号８１は多段増幅回路１によ
って増幅され、出力端子３から高周波出力信号ＳＯとし
て負荷回路４に供給される。
多段増幅回路１へその動作電力を供給するために、バッ
テリ等のＤＣｆｆｌ源５が設けられている。
テリ等のＤＣｆｆｌ源５が設けられている。
初段単位増幅器１ａおよび第２段車位増幅器１ｂに対し
ては、ＤＣｆｆｉ源５からのＤＣ電力がそのまま電力入
力端子６ａおよび６ｂを介して、それぞれ供給されてい
る。一方、最終段単位増幅器１Ｃの電力入力端子６Ｃと
ＤＣｆｆｉ源５との間には、スイッチング回路１１が介
挿されている。このスイッチング回路１１は、スイッチ
ング信号ＳＷＩに応答して、ＤＶＣ電源５から最終段端
子増幅器１Ｃへの電力供給経路を開閉する。この実施例
では、スイッチング信号ＳＷ１がハイレベルのとき、ス
イッチング回路１１が゛閉″となるようにされている。
ては、ＤＣｆｆｉ源５からのＤＣ電力がそのまま電力入
力端子６ａおよび６ｂを介して、それぞれ供給されてい
る。一方、最終段単位増幅器１Ｃの電力入力端子６Ｃと
ＤＣｆｆｉ源５との間には、スイッチング回路１１が介
挿されている。このスイッチング回路１１は、スイッチ
ング信号ＳＷＩに応答して、ＤＶＣ電源５から最終段端
子増幅器１Ｃへの電力供給経路を開閉する。この実施例
では、スイッチング信号ＳＷ１がハイレベルのとき、ス
イッチング回路１１が゛閉″となるようにされている。
単位増幅器１ａ〜１Ｃの内部構成が第２図に示されてい
る。第２図は最終段単位増幅器１Ｃについての図である
が、他の単位増幅器１ａおよび１ｂについても同様であ
る。同図に示すように、単位増幅器１Ｃは、入力整合回
路１２．増幅素子１３および出力整合回路１４から構成
されている。
る。第２図は最終段単位増幅器１Ｃについての図である
が、他の単位増幅器１ａおよび１ｂについても同様であ
る。同図に示すように、単位増幅器１Ｃは、入力整合回
路１２．増幅素子１３および出力整合回路１４から構成
されている。
入力整合回路１２および出力整合回路１４は、単位増幅
器１Ｃと、その前後に存在する回路との間のインピーダ
ンス整合のためにそれぞれ設けられている。第２図中に
は、これらの整合回路１２および１４が各単位増幅器内
に独立して設けられている構成が描かれているが、単位
増幅回路の縦列接続において互いに隣接することとなる
複数のインピーダンス整合回路が互いに組合わされて、
複合インピーダンス整合回路となっていてもよい。
器１Ｃと、その前後に存在する回路との間のインピーダ
ンス整合のためにそれぞれ設けられている。第２図中に
は、これらの整合回路１２および１４が各単位増幅器内
に独立して設けられている構成が描かれているが、単位
増幅回路の縦列接続において互いに隣接することとなる
複数のインピーダンス整合回路が互いに組合わされて、
複合インピーダンス整合回路となっていてもよい。
増幅素子１３はたとえばトランジスタによって構成され
、電力人ノコ端子６Ｃから与えられるＤＣ電力によって
バイアスされる。したがって、このＤＣ電力の供給が停
止したときには、増幅素子１３はその増幅作用が停止し
て不能化するとともに、入ツノ整合回路１２側から出力
整合回路１４側への信号伝達能を失う。したがって、Ｄ
Ｃ電力の供給の停止は、単位増幅器１Ｃの非導通化をも
たらづようになっている。
、電力人ノコ端子６Ｃから与えられるＤＣ電力によって
バイアスされる。したがって、このＤＣ電力の供給が停
止したときには、増幅素子１３はその増幅作用が停止し
て不能化するとともに、入ツノ整合回路１２側から出力
整合回路１４側への信号伝達能を失う。したがって、Ｄ
Ｃ電力の供給の停止は、単位増幅器１Ｃの非導通化をも
たらづようになっている。
第１図に戻って、Ｒ終段単位増幅器１Ｃには、スＩ・リ
ップ線路２０がノードＮ１．Ｎ２において並列接続され
、それによって最終段単位増幅器１Ｃとストリップ線路
２０とによる並列回路が形成されている。ストリップ線
路２０は、入力信号ＳＩの波長λに対して、λ／２だけ
の電気長を持っている。後）ホする説明から明らかにな
るように、ストリップ線路２０は、最終段中位増幅器１
Ｃをバイパスするバイパス経路である。
ップ線路２０がノードＮ１．Ｎ２において並列接続され
、それによって最終段単位増幅器１Ｃとストリップ線路
２０とによる並列回路が形成されている。ストリップ線
路２０は、入力信号ＳＩの波長λに対して、λ／２だけ
の電気長を持っている。後）ホする説明から明らかにな
るように、ストリップ線路２０は、最終段中位増幅器１
Ｃをバイパスするバイパス経路である。
ストリップ線路２０の中央点Ｐ１すむわらストリップの
線路の端点から、このストリップ線路２０に沿ってλ／
４の電気長だけ離れた点と、接地点Ｇ Ｎ Ｄとの間に
は、スイッチング回路３０が介挿されている。スイッチ
ング回路３０は、高周波スイッチングダイオード３２と
、このダイオード３２のＤＣバイアス用ＲＦＣ３５との
並列［ｉ］路を右している。高周波スイッチングダイオ
ード３２どしては、たとえばｌ） Ｉ Ｎダイオードが
使用されている。
線路の端点から、このストリップ線路２０に沿ってλ／
４の電気長だけ離れた点と、接地点Ｇ Ｎ Ｄとの間に
は、スイッチング回路３０が介挿されている。スイッチ
ング回路３０は、高周波スイッチングダイオード３２と
、このダイオード３２のＤＣバイアス用ＲＦＣ３５との
並列［ｉ］路を右している。高周波スイッチングダイオ
ード３２どしては、たとえばｌ） Ｉ Ｎダイオードが
使用されている。
ダイオード３２の陰極側および陽極側には、ＤＣブロッ
キングコンデンサ３１および３３がそれぞれ設けられで
いる。また、ダイオード３２とコンデンサ３３との間の
ノードには抵抗３４の一端が接続され、抵抗３４の他端
はスイッチング信号人ツノ端子３６に接続されている。
キングコンデンサ３１および３３がそれぞれ設けられで
いる。また、ダイオード３２とコンデンサ３３との間の
ノードには抵抗３４の一端が接続され、抵抗３４の他端
はスイッチング信号人ツノ端子３６に接続されている。
この入力端子３６に（よスイッチング信号ＳＷ２が与え
られる。このスイッチング信号ＳＷ２は、＠終段（１１
位増幅器６Ｇへの電力供給制御用のスイッチング回路１
１の出力であってもよい。
られる。このスイッチング信号ＳＷ２は、＠終段（１１
位増幅器６Ｇへの電力供給制御用のスイッチング回路１
１の出力であってもよい。
運
以上の構成を右づ−るこの高周波増幅回路ｔユ、→成果
積回路として形成されている。゛そして、単位増幅器１
ａ〜１Ｃの最適入力レベルはそれぞれ、１０ｍＷ、
０．１５ Ｗおよび１Ｗに設定されている。
積回路として形成されている。゛そして、単位増幅器１
ａ〜１Ｃの最適入力レベルはそれぞれ、１０ｍＷ、
０．１５ Ｗおよび１Ｗに設定されている。
また負荷回路４の入力インピーダンスは５０Ωとされて
いる。さらに、Ｉｉｉ１１位増１ａ〜１ＣのＪ−べてを
能動化したときの出力信号ＳＯは５Ｗのパワーを持つよ
うに設計されている。最終段単位増幅器１Ｃの出力イン
ピーダンスは、１Ｗ大入力において５００とされ、他の
単位増幅器１ａおよび１ｂの出力インピーダンスも、そ
れぞれの最適入力レベルにおいて５０Ωとなるように設
定されている。
いる。さらに、Ｉｉｉ１１位増１ａ〜１ＣのＪ−べてを
能動化したときの出力信号ＳＯは５Ｗのパワーを持つよ
うに設計されている。最終段単位増幅器１Ｃの出力イン
ピーダンスは、１Ｗ大入力において５００とされ、他の
単位増幅器１ａおよび１ｂの出力インピーダンスも、そ
れぞれの最適入力レベルにおいて５０Ωとなるように設
定されている。
この高周波増幅回路の出力信号Ｓｏを高パワーとすると
きには、スイッチング信号ＳＷＩをハイレベルとする。
きには、スイッチング信号ＳＷＩをハイレベルとする。
すると、スイッチング回路１１はパ閉″状態となり、最
終段単位増幅器ＩＣは導通化かつ能動化される。
終段単位増幅器ＩＣは導通化かつ能動化される。
一方、スイッチング信号ＳＷ２もスイッチング信号ＳＷ
１に同期してハイレベルとされる。このため、ダイオー
ド３２は順バイアスされ、ダイＡ−ド３２は導通する。
１に同期してハイレベルとされる。このため、ダイオー
ド３２は順バイアスされ、ダイＡ−ド３２は導通する。
そして、このダイオード３２を通ったＤＣバイアス電流
はＲＦＣ３５を介して接地レベルへと流れる。ＤＣバイ
アス電流の値は、抵抗３４によって制限される。
はＲＦＣ３５を介して接地レベルへと流れる。ＤＣバイ
アス電流の値は、抵抗３４によって制限される。
ダイオード３２が導通状態になっていることにより、高
周波信号に対するスイッチング回路３０の等価回路は、
第３図に示すように、実質的にダイオード３２のオン抵
抗ＲＯＭのみの回路となる。
周波信号に対するスイッチング回路３０の等価回路は、
第３図に示すように、実質的にダイオード３２のオン抵
抗ＲＯＭのみの回路となる。
ス］へリップ線路２０の特性インピーダンスを７゜とじ
たとき、ストリップ線路２０の送電端Ｎ１から見た送電
端インピーダンスＺｉｏは、λ７／４線路についての周
知の公式により、 ２ ・・・（１）Ｚ、 ｏ＝Ｚ
ｏ ／Ｆ＜ 。。
たとき、ストリップ線路２０の送電端Ｎ１から見た送電
端インピーダンスＺｉｏは、λ７／４線路についての周
知の公式により、 ２ ・・・（１）Ｚ、 ｏ＝Ｚ
ｏ ／Ｆ＜ 。。
と表現されるが、オン抵抗ＲＯＮがかなり小さな圃をｂ
つため、送電端インピーダンスＺ、は実質的ｎ に無限大となる。
つため、送電端インピーダンスＺ、は実質的ｎ に無限大となる。
このため、送電端Ｎ１は、等側内にストリップ線路２０
から開放された状態となり、１０ｍＷの入力信号Ｓｔに
対して単位増幅Ｗ１ａ〜１Ｃによる３段増幅が行なわれ
る。その結果、出力信号ＳＯは５Ｗの高パワー信号とな
る。
から開放された状態となり、１０ｍＷの入力信号Ｓｔに
対して単位増幅Ｗ１ａ〜１Ｃによる３段増幅が行なわれ
る。その結果、出力信号ＳＯは５Ｗの高パワー信号とな
る。
出力信号ＳＯを低パワーとしたいときには１、スイッチ
ング信号ＳＷ１およびＳＷ２をローレベル（ピロまたは
負レベル）とする。すると、まず、スイッチ回路１１が
“開″状態となり、最終段！ｌｉ位増位置幅器への電力
供給は停止する。イれににつて、最終段単位増幅器１Ｃ
は不能動化かつ非導通化する。
ング信号ＳＷ１およびＳＷ２をローレベル（ピロまたは
負レベル）とする。すると、まず、スイッチ回路１１が
“開″状態となり、最終段！ｌｉ位増位置幅器への電力
供給は停止する。イれににつて、最終段単位増幅器１Ｃ
は不能動化かつ非導通化する。
一方、スイッチング信号ＳＷ２がローレベルであること
により、ダイオード３２はオフとなる。
により、ダイオード３２はオフとなる。
オフ状態にあるダイオード３２の等価的部抵抗と等価内
部容母とをぞれぞれＲ、Ｃとしたとき、ダイオード３２
がオフの際のスイッチング回路３０の等価回路は第４図
のようになる。第１図のＤＣブロッキングコンデンサ３
１および３３のそれぞれの容■はダイオード３２の内部
等価抵抗と比較して十分に大きいため、高周波信号に対
する等価回路を表現した第４図中ではコンデンサ３１お
よび３３は無視されている。
部容母とをぞれぞれＲ、Ｃとしたとき、ダイオード３２
がオフの際のスイッチング回路３０の等価回路は第４図
のようになる。第１図のＤＣブロッキングコンデンサ３
１および３３のそれぞれの容■はダイオード３２の内部
等価抵抗と比較して十分に大きいため、高周波信号に対
する等価回路を表現した第４図中ではコンデンサ３１お
よび３３は無視されている。
第４図かられかるにうに、抵抗Ｒ、ＲＦＣ３４のインダ
クタンスＬおよび容１！ｆｉｃは並列回路を形成してい
る。そして、この実施例では、入力信号ＳＩの角周波数
ωに対して、インダクタンスＬおよび容量Ｃが、反共壁
条件： ωＬ−１／ωＣ・・・（２） を満足するようにインダクタンスＬの値が決定されてい
る。その結果、スイッチング回路３０は、等側内に抵抗
Ｒｐのみの回路となる。そして、抵抗Ｒ３はかなり大き
な値を持つため、ストリップ線路２０の中央点Ｐと接地
レベルＧＮＤとの電気的結合は極めて弱くなる。また、
抵抗Ｒ３を通る電流られずかであるため、スイッチング
回路３０内の電力消費も微小である。
クタンスＬおよび容１！ｆｉｃは並列回路を形成してい
る。そして、この実施例では、入力信号ＳＩの角周波数
ωに対して、インダクタンスＬおよび容量Ｃが、反共壁
条件： ωＬ−１／ωＣ・・・（２） を満足するようにインダクタンスＬの値が決定されてい
る。その結果、スイッチング回路３０は、等側内に抵抗
Ｒｐのみの回路となる。そして、抵抗Ｒ３はかなり大き
な値を持つため、ストリップ線路２０の中央点Ｐと接地
レベルＧＮＤとの電気的結合は極めて弱くなる。また、
抵抗Ｒ３を通る電流られずかであるため、スイッチング
回路３０内の電力消費も微小である。
中央点Ｐと接地レベルＧＮＤとの間の実質的な結合が失
われるため、送電端Ｎ１から見た送電端インピーダンス
Ｚｉｏは、ストリップ線路２０の特性インピーダンスＺ
。に依存せず、負荷回路４のインピーダンスに一致する
。これは、λ／２線路の一般的性質から理解できる。
われるため、送電端Ｎ１から見た送電端インピーダンス
Ｚｉｏは、ストリップ線路２０の特性インピーダンスＺ
。に依存せず、負荷回路４のインピーダンスに一致する
。これは、λ／２線路の一般的性質から理解できる。
以上の事情により、１０ｍＷのパワーをｂつ入力信号Ｓ
ｌは初段単位増幅器１ａおよび第２設地幅器１ｂによっ
て順次に増幅された後、ストリップ線路２０を通ること
によって最終段単位増幅器１Ｃをバイパスする。その結
果、第２段車位増幅器で得られた１Ｗの低パワー信号が
、出力端子３から負荷回路４へと送給される。
ｌは初段単位増幅器１ａおよび第２設地幅器１ｂによっ
て順次に増幅された後、ストリップ線路２０を通ること
によって最終段単位増幅器１Ｃをバイパスする。その結
果、第２段車位増幅器で得られた１Ｗの低パワー信号が
、出力端子３から負荷回路４へと送給される。
この低パワー出力動作において、初段単位増幅３１ａお
よび第２段車位増幅器１ｂは、それぞれ最適入力レベル
１０ｍＷおよび０．１５Ｗでそれぞれ動作していること
に注意されたい。つまり、出力信号ＳＯのパワーを低化
させても、各単位増幅器１ａおよび１ｂの電力効率は不
変である。このため、最終段単位増幅器１Ｃを不能化し
たことによって、パワーセーブが確実に行なわれる。そ
の結果、ＤＣｍ源５の寿命を伸ばすことができる。
よび第２段車位増幅器１ｂは、それぞれ最適入力レベル
１０ｍＷおよび０．１５Ｗでそれぞれ動作していること
に注意されたい。つまり、出力信号ＳＯのパワーを低化
させても、各単位増幅器１ａおよび１ｂの電力効率は不
変である。このため、最終段単位増幅器１Ｃを不能化し
たことによって、パワーセーブが確実に行なわれる。そ
の結果、ＤＣｍ源５の寿命を伸ばすことができる。
また、この実施例では第２段車位増幅３１ ｂ （−般
にはバイパス経路の前段に存在する単位増幅器）の出力
インピーダンスを負荷インピーダンスと整合させている
ため、バイパス動作を行なわせたときにも、多段増幅回
路１と負荷回路４とのインピーダンス整合がとれた状態
となっている。このため、パワーセーブ作用はさらに向
上している。
にはバイパス経路の前段に存在する単位増幅器）の出力
インピーダンスを負荷インピーダンスと整合させている
ため、バイパス動作を行なわせたときにも、多段増幅回
路１と負荷回路４とのインピーダンス整合がとれた状態
となっている。このため、パワーセーブ作用はさらに向
上している。
ところで、第１図の増幅回路ではλ／２の電気長を持つ
ストリップ線路２０を用いたが、一般には、Ｎを任意の
正整数としたとき、（Ｎλ／２）の電気長を持つストリ
ップ線路２１（第５図）をバイパス経路として使用する
ことができる。そして、このときには、１≦Ｍ≦Ｎを満
足する任意の正整数Ｍに対して、ストリップ線路２１の
端点から［（２Ｍ−１）λ／４］だけの電気長を隔てた
中間点Ｐ１にスイッチング回路３０を接続すればよい。
ストリップ線路２０を用いたが、一般には、Ｎを任意の
正整数としたとき、（Ｎλ／２）の電気長を持つストリ
ップ線路２１（第５図）をバイパス経路として使用する
ことができる。そして、このときには、１≦Ｍ≦Ｎを満
足する任意の正整数Ｍに対して、ストリップ線路２１の
端点から［（２Ｍ−１）λ／４］だけの電気長を隔てた
中間点Ｐ１にスイッチング回路３０を接続すればよい。
また、Ｎ≧２のときには、このような中間点Ｐ１は複数
存在するが、そのうちの一部または全部にそれぞれスイ
ッチング回路３０を接続してもよい。全部の中間点にス
イッチング回路３０を接続した状態が第５図に破線で示
されている。
存在するが、そのうちの一部または全部にそれぞれスイ
ッチング回路３０を接続してもよい。全部の中間点にス
イッチング回路３０を接続した状態が第５図に破線で示
されている。
複数の中間点にスイッチング回路３０を接続した場合に
は、バイパス経路を非導通化させる能力が向上する。す
なわち、複数の中間点の間でのインピーダンスも非常に
大きくなるため、送電端Ｎから見た送電端インピーダン
スＺｉｏが、より完全に無限大となる。
は、バイパス経路を非導通化させる能力が向上する。す
なわち、複数の中間点の間でのインピーダンスも非常に
大きくなるため、送電端Ｎから見た送電端インピーダン
スＺｉｏが、より完全に無限大となる。
第６図は、第２図の実施例を示す。この第２の実施例で
は、最適入力レベルが互いに異なる４個の単位増幅器１
８〜１ｄの多段接続によって多段増幅回路が構成されて
いる。そして、すべての単位地幅器１ａ〜１ｄに、λ／
２ス１ヘリツブ線路２０８〜２０ｄがそれぞれ並列接続
されている。スイッチング回路１１ａ〜１１（ｊおよび
３０ａ〜３０ｄも、すべての単位増幅器１ａ〜１ｄおよ
びストリップ線路２０ａ〜２０ｄに対応して、それぞれ
設けられている。スイッチング回路１１ａ〜１１ｄおよ
び３０ａ〜３０ｄの内部構成は、第１図のスイッチング
回路１１および３０のそれと同一である。スイッチング
回路１１ａ〜ｌｉｄは、電力入力端子６８〜６ｄを介し
て中位増幅器１８〜１ｄにそれぞれ接続されている。
は、最適入力レベルが互いに異なる４個の単位増幅器１
８〜１ｄの多段接続によって多段増幅回路が構成されて
いる。そして、すべての単位地幅器１ａ〜１ｄに、λ／
２ス１ヘリツブ線路２０８〜２０ｄがそれぞれ並列接続
されている。スイッチング回路１１ａ〜１１（ｊおよび
３０ａ〜３０ｄも、すべての単位増幅器１ａ〜１ｄおよ
びストリップ線路２０ａ〜２０ｄに対応して、それぞれ
設けられている。スイッチング回路１１ａ〜１１ｄおよ
び３０ａ〜３０ｄの内部構成は、第１図のスイッチング
回路１１および３０のそれと同一である。スイッチング
回路１１ａ〜ｌｉｄは、電力入力端子６８〜６ｄを介し
て中位増幅器１８〜１ｄにそれぞれ接続されている。
スイッチング回路１１ａｅよび３０ａにそれぞれ与えら
れるスイッチング信号の組（ＳＷａｌ、 ５Ｗａ２）は
、実質的に同期してハイレベルまたはローレベルとなる
。同様に、スイッチング信号の組（ＳＷ、１．８Ｗｂ２
）、（ＳＷｃ１．３Ｗｏ２）および（ＳＷ 、 ５Ｗ
ｄ２）は、それぞれの組の中で周期してレベル変化する
。しかしながら、各組の間でのレベル変化は独立して制
御される。
れるスイッチング信号の組（ＳＷａｌ、 ５Ｗａ２）は
、実質的に同期してハイレベルまたはローレベルとなる
。同様に、スイッチング信号の組（ＳＷ、１．８Ｗｂ２
）、（ＳＷｃ１．３Ｗｏ２）および（ＳＷ 、 ５Ｗ
ｄ２）は、それぞれの組の中で周期してレベル変化する
。しかしながら、各組の間でのレベル変化は独立して制
御される。
たとえば、これらの１へてのスイッチング信号をハイレ
ベルどづろと、出力信号Ｓｏのパワーは最大となる４、
また、最終段単位増幅器１ｄに対応するスイッチング信
号の組（ＳＷ、１．３Ｗｄ２）のみをローレベルとする
と、最終単位増幅器１ｄのみがバイパスされ、出力信号
ＳＯのパワーは、単位増幅器１個によるゲイン分だけ低
下する１、同様にして、後段側の２組のスイッチング信
号をローレベルとすれば出力信号Ｓｏのパワーはざらに
低下する。
ベルどづろと、出力信号Ｓｏのパワーは最大となる４、
また、最終段単位増幅器１ｄに対応するスイッチング信
号の組（ＳＷ、１．３Ｗｄ２）のみをローレベルとする
と、最終単位増幅器１ｄのみがバイパスされ、出力信号
ＳＯのパワーは、単位増幅器１個によるゲイン分だけ低
下する１、同様にして、後段側の２組のスイッチング信
号をローレベルとすれば出力信号Ｓｏのパワーはざらに
低下する。
このように、第６図の増幅回路では、後段側の任Ｑ（１
７；ｌ数のスイッチング信号をローレベルどしてバイパ
スさせることにより、出力信号ＳＯのパワーを多段階に
低下さぜることがでさ′る３、いずれの場合にも、導通
化（能動化）される単位増幅器の寸べてか、それらの最
適入力レベルで動作することは、第１の実施例と同様で
ある。また、第１の実施例で述べた各種の変形もこの第
２の実施例に適用可能である。さらに、４伺回路４との
間のインピーダンス整合をとるために、すべての単位増
幅器１ａ〜ｉ ｃｊの出力インピーダンス【ユ、９葡イ
ンピーダンスと同一とされている。この第２の実施例か
られかるように、バイパス経路は、後段側単位増幅器の
みならず、前段単位増幅器にも設けてあってもよいこと
になる。
７；ｌ数のスイッチング信号をローレベルどしてバイパ
スさせることにより、出力信号ＳＯのパワーを多段階に
低下さぜることがでさ′る３、いずれの場合にも、導通
化（能動化）される単位増幅器の寸べてか、それらの最
適入力レベルで動作することは、第１の実施例と同様で
ある。また、第１の実施例で述べた各種の変形もこの第
２の実施例に適用可能である。さらに、４伺回路４との
間のインピーダンス整合をとるために、すべての単位増
幅器１ａ〜ｉ ｃｊの出力インピーダンス【ユ、９葡イ
ンピーダンスと同一とされている。この第２の実施例か
られかるように、バイパス経路は、後段側単位増幅器の
みならず、前段単位増幅器にも設けてあってもよいこと
になる。
第７図は第３の実施例を示す。この第３の実施例では、
λ／２ス１ヘリツブ線路２０が、後段側の２つの単位増
幅器１ｂおよび１Ｇに対して並列接続されている。スト
リップ線路２０からなるバイパス経路を導通化するとき
には、単位増幅器１ｂおよび１Ｃが同時に非導通化され
る。一般に、バイパス経路は、任意個数の単位増幅器に
対して並列に設けることができる。
λ／２ス１ヘリツブ線路２０が、後段側の２つの単位増
幅器１ｂおよび１Ｇに対して並列接続されている。スト
リップ線路２０からなるバイパス経路を導通化するとき
には、単位増幅器１ｂおよび１Ｃが同時に非導通化され
る。一般に、バイパス経路は、任意個数の単位増幅器に
対して並列に設けることができる。
スイッチング回路３０内のスイッチング素子としては、
ダイオード以外の能動素子を利用してもよい。たとえば
、第８Ａ図のスイッチング回路３０ａでは、バイポーラ
トランジスタ３７が使用され、また、第８Ｂ図のスイッ
チング回路３０ｂではＦＥＴ３８が使用されている。こ
のようなトランジスタ３７または３８を用いる場合には
、スイッチング信号入力端子３６からストリップ線路２
０へと電流が流れることはないため、ＤＣブロッキング
コンデンサは不要である。ＦＥＴ３８を利用する場合に
は、スイッチング信号ＳＷ２によるバイアスＭｌが流れ
ることはないため、バイアス電流値制限用の抵抗３４ら
不藍である。
ダイオード以外の能動素子を利用してもよい。たとえば
、第８Ａ図のスイッチング回路３０ａでは、バイポーラ
トランジスタ３７が使用され、また、第８Ｂ図のスイッ
チング回路３０ｂではＦＥＴ３８が使用されている。こ
のようなトランジスタ３７または３８を用いる場合には
、スイッチング信号入力端子３６からストリップ線路２
０へと電流が流れることはないため、ＤＣブロッキング
コンデンサは不要である。ＦＥＴ３８を利用する場合に
は、スイッチング信号ＳＷ２によるバイアスＭｌが流れ
ることはないため、バイアス電流値制限用の抵抗３４ら
不藍である。
第９図は、この発明において後段側単位増幅器にバイパ
ス経路を設けることの利点を説明するための比較例を示
す。第９図の回路では、前段側単位増幅Ｚｌａのみにス
トリップ線路２０をバイパス経路として設けている。こ
の場合には、単位増幅器１ａを非導通化したときに、入
力信号ＳＩのパワー１０ｍＷがそのまま第２段単位増幅
器１ｂに与えられる。づ゛るど、最適入力レベルとして
０．１５Ｗを有する第２設地幅器１ｂにおいて、電力効
率が低下してしまう。最終段単位増幅器１Ｃにおいても
、第２段単位増幅器１ｂの出力レベル低下によって、同
様の電力効率低下が生ずる。このため、この発明のよう
に、後段側Ｉｌｉ位増幅器にバイパス経路を設【プるこ
とは、第９図の参考例とは異なる大きな利点を有するこ
とになる。
ス経路を設けることの利点を説明するための比較例を示
す。第９図の回路では、前段側単位増幅Ｚｌａのみにス
トリップ線路２０をバイパス経路として設けている。こ
の場合には、単位増幅器１ａを非導通化したときに、入
力信号ＳＩのパワー１０ｍＷがそのまま第２段単位増幅
器１ｂに与えられる。づ゛るど、最適入力レベルとして
０．１５Ｗを有する第２設地幅器１ｂにおいて、電力効
率が低下してしまう。最終段単位増幅器１Ｃにおいても
、第２段単位増幅器１ｂの出力レベル低下によって、同
様の電力効率低下が生ずる。このため、この発明のよう
に、後段側Ｉｌｉ位増幅器にバイパス経路を設【プるこ
とは、第９図の参考例とは異なる大きな利点を有するこ
とになる。
なお、上記実施例では混成集積回路の形で形成された高
周波高出力増幅回路を対象としているが、他のタイプの
増幅回路についても、この発明は適用可能である。
周波高出力増幅回路を対象としているが、他のタイプの
増幅回路についても、この発明は適用可能である。
以北説明したにうに、この発明の第１の構成によれば、
後段側単位増幅器にバイパス経路を並列接続してこれら
を選択的に導通化させるため、電力効率の低下を招くこ
となく出力信号パワーを変化さけることができる。また
、第２の構成によれば、入力信号が高周波信号の場合に
つき、上記と同様の効果を得ることができる。
後段側単位増幅器にバイパス経路を並列接続してこれら
を選択的に導通化させるため、電力効率の低下を招くこ
となく出力信号パワーを変化さけることができる。また
、第２の構成によれば、入力信号が高周波信号の場合に
つき、上記と同様の効果を得ることができる。
第１図はこの発明の第１の実施例を示ずブロック図、第
２図は単位増幅器の内部構成を示すブロック図、第３図
および第４図はパワー切換時におけるスイッチング回路
の等価回路図、第５図は第１の実施例を一般化した場合
の構成を示す部分回路図、第６図は第２の実施例を示す
ブロック図、第７図は第３の実施例を示すブロック図、
第８図はこの発明の変形例を示す図、第９図は比較例を
示すブロック図、第１０図は従来の高周波高出力増幅回
路を示すブロック図である。 図において、１は多段増幅回路、１ａ〜１ｄは単位増幅
器、１１．３０はスイッチング回路、２０はストリップ
線路である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人 大 岩 増 維 手続補正書く自発） １．事件の表示 特願昭６３−１４４３３２号２、
発明の名称 増幅回路 ３、補正をする者 代表者志岐守哉 ４、代理人 ５、補正の対象 １細吉の［発明の詳細な説明の欄」及び図面の３図 ６、補正の内容 （１） 明細書第４頁第３行の「電子式可変抵抗波７
］を、「電子式可変抵抗器７」に訂正する。 （２） 明細書第５頁第５行のＥＣ級増幅］を、「電
力増幅」に訂正する。 ｒ３） 明細書第９頁第１６行のｒＤＶｃ電源」ｒＤ
Ｃ電源」に訂正する。゛ 、４） 明細書第１２頁第１３行と第１４行との間に
、［この実施例の動作を説明する上で理解を−るため、
具体的な数値を仮定して以下に述べ、１を挿入する。 ５） 明細書第１３頁第１８行の「制限される」「規定
の値に設定される１に訂正する。 ３） 明細書第１２頁第１３の［最適人カレベＯｍＷお
よび０．１５ＷＩを、［最適人カレヘＯｍＷおよび０．
１５Ｗ、さらに最適出力レベ）、１５ ＷおよびＩＷＩ
に訂正する。 （７） 明細書第１８頁第１３行ないし第１４行の［
複数の中間点の・・・に大きくなるため１を、［複数の
中間点でのインピーダンスが非常に小さくなるため」に
訂正する。 （８） 明細書第１８頁第１７行の「第２図の」を、
［第２の１に訂正する。 （９） 図面の第６図を別紙の通り補正する。 以上 第６図 ヨ
２図は単位増幅器の内部構成を示すブロック図、第３図
および第４図はパワー切換時におけるスイッチング回路
の等価回路図、第５図は第１の実施例を一般化した場合
の構成を示す部分回路図、第６図は第２の実施例を示す
ブロック図、第７図は第３の実施例を示すブロック図、
第８図はこの発明の変形例を示す図、第９図は比較例を
示すブロック図、第１０図は従来の高周波高出力増幅回
路を示すブロック図である。 図において、１は多段増幅回路、１ａ〜１ｄは単位増幅
器、１１．３０はスイッチング回路、２０はストリップ
線路である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人 大 岩 増 維 手続補正書く自発） １．事件の表示 特願昭６３−１４４３３２号２、
発明の名称 増幅回路 ３、補正をする者 代表者志岐守哉 ４、代理人 ５、補正の対象 １細吉の［発明の詳細な説明の欄」及び図面の３図 ６、補正の内容 （１） 明細書第４頁第３行の「電子式可変抵抗波７
］を、「電子式可変抵抗器７」に訂正する。 （２） 明細書第５頁第５行のＥＣ級増幅］を、「電
力増幅」に訂正する。 ｒ３） 明細書第９頁第１６行のｒＤＶｃ電源」ｒＤ
Ｃ電源」に訂正する。゛ 、４） 明細書第１２頁第１３行と第１４行との間に
、［この実施例の動作を説明する上で理解を−るため、
具体的な数値を仮定して以下に述べ、１を挿入する。 ５） 明細書第１３頁第１８行の「制限される」「規定
の値に設定される１に訂正する。 ３） 明細書第１２頁第１３の［最適人カレベＯｍＷお
よび０．１５ＷＩを、［最適人カレヘＯｍＷおよび０．
１５Ｗ、さらに最適出力レベ）、１５ ＷおよびＩＷＩ
に訂正する。 （７） 明細書第１８頁第１３行ないし第１４行の［
複数の中間点の・・・に大きくなるため１を、［複数の
中間点でのインピーダンスが非常に小さくなるため」に
訂正する。 （８） 明細書第１８頁第１７行の「第２図の」を、
［第２の１に訂正する。 （９） 図面の第６図を別紙の通り補正する。 以上 第６図 ヨ
Claims (2)
- （１）入力信号を増幅して増幅信号を生成する増幅回路
であつて、 互いに異なる最適入力レベルを持つた複数の単位増幅器
の多段接続を有し、入力信号を増幅して増幅信号を生成
する多段増幅回路と、 前記複数の単位増幅器のうち、後段側単位増幅器に並列
接続されて、前記後段側単位増幅器をバイパスするバイ
パス経路と、 前記後段側単位増幅器と前記バイパス経路との並列回路
に結合されるとともに、外部から与えられるスイッチン
グ信号に応答して前記後段側増幅器と前記バイパス経路
とのうちの一方を選択的に導通化するスイッチング手段
とを備えた増幅回路。 - （２）前記入力信号はＶＨＦ帯またはＵＨＦ帯に属する
高周波入力信号であり、 前記入力信号の波長をλとし、Ｎを任意の正整数とした
とき、前記バイパス経路は、（Ｎλ／２）の線路長を有
するストリップ線路を有し、 前記スイッチング手段は、 前記後段側単位増幅器に結合され、かつ第１のスイッチ
ング信号に応答して前記並列回路のうち前記後段側単位
増幅器を通る回路部分を電気的に開閉する第１のスイッ
チング回路と、 １≦Ｍ≦Ｎを満足する任意の正整数Ｍに対して前記スト
リップ線路の端点から前記ストリップ線路に沿って［（
２Ｍ−１）λ／４］だけ離れた中間点と所定の定電位点
との間に介挿され、かつ前記第１のスイッチング信号に
同期した第２のスイッチング信号に応答して前記中間点
と前記定電位点との間の電気的開閉を行なう第２のスイ
ッチング回路とを有する、請求項１記載の増幅回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63144332A JPH06103809B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | 増幅回路 |
| US07/300,945 US4910478A (en) | 1988-06-10 | 1989-01-24 | Amplifier circuit and method of controlling output power thereof |
| GB8901655A GB2219702B (en) | 1988-06-10 | 1989-01-26 | Amplifier circuit and method of controlling output power thereof |
| KR1019890006658A KR930007289B1 (ko) | 1988-06-10 | 1989-05-18 | 증폭회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63144332A JPH06103809B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | 増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01311707A true JPH01311707A (ja) | 1989-12-15 |
| JPH06103809B2 JPH06103809B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=15359649
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63144332A Expired - Lifetime JPH06103809B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | 増幅回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4910478A (ja) |
| JP (1) | JPH06103809B2 (ja) |
| KR (1) | KR930007289B1 (ja) |
| GB (1) | GB2219702B (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002049209A1 (en) * | 2000-12-15 | 2002-06-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power amplifier and communication apparatus |
| JP2006512847A (ja) * | 2003-01-03 | 2006-04-13 | ウェイビックス・カンパニー・リミテッド | 高効率多重モード電力増幅装置 |
| US7554394B2 (en) | 2007-03-23 | 2009-06-30 | Mitsubishi Electric Corporation | Power amplifier circuit |
| JP2015023442A (ja) * | 2013-07-19 | 2015-02-02 | 富士通テレコムネットワークス株式会社 | 伝送システム、伝送装置、および受信レベル調整方法 |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5374895A (en) * | 1993-07-12 | 1994-12-20 | Spectrian, Inc. | NMR/MRI pulse amplifier |
| SE505202C2 (sv) * | 1995-10-04 | 1997-07-14 | Allgon Ab | Förbiledningsanordning i en förstärkarenhet |
| DE19548434C2 (de) * | 1995-12-22 | 1999-05-06 | Hirschmann Richard Gmbh Co | Universalverstärker |
| DE19708839A1 (de) * | 1997-03-05 | 1998-09-10 | Bosch Gmbh Robert | Schaltbarer Hochfrequenzverstärker |
| US6043721A (en) * | 1998-02-04 | 2000-03-28 | Motorola, Inc. | Dual band amplifier |
| WO1999043083A1 (en) * | 1998-02-19 | 1999-08-26 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Amplifier for radio transmission |
| JP3303769B2 (ja) * | 1998-02-27 | 2002-07-22 | 日本電気株式会社 | 可変利得増幅装置 |
| JP2000022559A (ja) | 1998-07-03 | 2000-01-21 | Nec Corp | 送信出力制御回路 |
| JP2002525952A (ja) * | 1998-09-21 | 2002-08-13 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 増幅器 |
| JP2001111450A (ja) * | 1999-10-13 | 2001-04-20 | Nec Corp | 無線通信装置及びそれに用いる送受信制御方式 |
| US6356150B1 (en) * | 2000-01-21 | 2002-03-12 | Rf Micro Devices, Inc. | Portable integrated switching power amplifier |
| FI114261B (fi) * | 2000-09-12 | 2004-09-15 | Nokia Corp | Lähetin ja langaton viestintälaite |
| JP3809777B2 (ja) * | 2001-05-30 | 2006-08-16 | ソニー株式会社 | 電力増幅器 |
| JP2003347870A (ja) * | 2002-05-22 | 2003-12-05 | Mitsubishi Electric Corp | 電力増幅器 |
| US20040146013A1 (en) * | 2003-01-22 | 2004-07-29 | Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd | Wireless local area network time division duplex relay system with high speed automatic up-link and down-link detection |
| DE102004031603B4 (de) * | 2004-06-30 | 2008-04-17 | Eads Deutschland Gmbh | Verfahren zur Formung von Signalspektren und Schaltung zur Durchführung des Verfahrens |
| US20060115101A1 (en) * | 2004-11-18 | 2006-06-01 | Schoenberger Michael A | Multiple amplifier synchronization system |
| SE529457C2 (sv) * | 2005-11-04 | 2007-08-14 | Powerwave Technologies Sweden | Förbikopplingsanordning för mikrovågsförstärkarenhet |
| US7417508B1 (en) * | 2007-03-08 | 2008-08-26 | Sige Semiconductor (U.S.), Corp. | Multiple RF path amplifiers |
| FI122362B (fi) | 2007-05-03 | 2011-12-30 | Powerwave Comtek Oy | Mastovahvistinyksikkö |
| US8099127B2 (en) | 2008-08-01 | 2012-01-17 | Qualcomm Incorporated | Multi-mode configurable transmitter circuit |
| FR2935567B1 (fr) * | 2008-08-29 | 2010-09-17 | Thales Sa | Dispositif hyperfrequence large bande a gain commutable |
| JP5234996B2 (ja) * | 2009-06-18 | 2013-07-10 | アバゴ・テクノロジーズ・ワイヤレス・アイピー（シンガポール）プライベート・リミテッド | バイパススイッチなしでバイアス変調オプションを有する複数電力モード用電力増幅器 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3636463A (en) * | 1969-12-12 | 1972-01-18 | Shell Oil Co | Method of and means for gainranging amplification |
| US3919685A (en) * | 1973-11-26 | 1975-11-11 | Geo Space Corp | Seismic data acquisition system and method |
| US4357577A (en) * | 1976-12-10 | 1982-11-02 | Geosource Inc. | Instantaneous floating point amplifier |
| JPS5690610A (en) * | 1979-12-25 | 1981-07-22 | Iwatsu Electric Co Ltd | Gain control system of light signal observation device |
| JPS5690612A (en) * | 1979-12-25 | 1981-07-22 | Iwatsu Electric Co Ltd | Gain control system of light signal observation device |
| JPS5690611A (en) * | 1979-12-25 | 1981-07-22 | Iwatsu Electric Co Ltd | Gain control system of light signal observation device |
| US4598252A (en) * | 1984-07-06 | 1986-07-01 | Itt Corporation | Variable gain power amplifier |
| JPS61137410A (ja) * | 1984-12-07 | 1986-06-25 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波高出力混成集積回路 |
| DE3534678A1 (de) * | 1985-09-28 | 1987-04-09 | Licentia Gmbh | Schaltverstaerker |
| JPS6282705A (ja) * | 1985-10-07 | 1987-04-16 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波多段増幅器 |
-
1988
- 1988-06-10 JP JP63144332A patent/JPH06103809B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-01-24 US US07/300,945 patent/US4910478A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-01-26 GB GB8901655A patent/GB2219702B/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-05-18 KR KR1019890006658A patent/KR930007289B1/ko not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002049209A1 (en) * | 2000-12-15 | 2002-06-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power amplifier and communication apparatus |
| US6960959B2 (en) | 2000-12-15 | 2005-11-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power amplifier and communication apparatus |
| JP2006512847A (ja) * | 2003-01-03 | 2006-04-13 | ウェイビックス・カンパニー・リミテッド | 高効率多重モード電力増幅装置 |
| US7554394B2 (en) | 2007-03-23 | 2009-06-30 | Mitsubishi Electric Corporation | Power amplifier circuit |
| JP2015023442A (ja) * | 2013-07-19 | 2015-02-02 | 富士通テレコムネットワークス株式会社 | 伝送システム、伝送装置、および受信レベル調整方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR900001111A (ko) | 1990-01-31 |
| US4910478A (en) | 1990-03-20 |
| JPH06103809B2 (ja) | 1994-12-14 |
| KR930007289B1 (ko) | 1993-08-04 |
| GB2219702B (en) | 1992-09-30 |
| GB2219702A (en) | 1989-12-13 |
| GB8901655D0 (en) | 1989-03-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH01311707A (ja) | 増幅回路 | |
| EP3255788B1 (en) | Doherty amplifiers with minimum phase output networks | |
| US6603359B2 (en) | High-frequency power amplifying apparatus | |
| US6522201B1 (en) | RF amplifier having switched load impedance for back-off power efficiency | |
| US6515541B2 (en) | Multi-level power amplifier | |
| US6791407B2 (en) | Switchable power amplifier | |
| EP1749342B1 (en) | Quadrature offset power amplifier | |
| US5406226A (en) | Stable, narrow bandwidth, high frequency amplifier with low power consumption | |
| CN101438492B (zh) | 具有降低的低功率电流消耗的多模式功率放大器 | |
| JPH05299944A (ja) | Ｒｆ電力増幅器 | |
| US7215192B2 (en) | High efficiency power amplifier | |
| WO2001028087A1 (en) | Constant impedance for switchable amplifier with power control | |
| WO2004062095A1 (en) | High efficiency power amplification apparatus with multiple power mode | |
| KR20130055843A (ko) | 전력 증폭기 및 그 증폭 방법 | |
| JPH11220338A (ja) | 高周波電力増幅器 | |
| US6680647B2 (en) | Low noise amplifier circuit with phase matched switch topology | |
| US11309842B2 (en) | Power amplifier circuit | |
| EP2524425A1 (en) | An amplifier circuit with step gain | |
| US7548732B2 (en) | Power amplifier arrangement having two or more antenna coupling respective amplifiers to a supply potential | |
| CN223348637U (zh) | 基于平衡功率放大结构的射频功率放大电路 | |
| KR100377585B1 (ko) | 이동통신 단말기용 전력증폭회로 | |
| JPH06252669A (ja) | 出力整合回路およびマイクロ波増幅器 | |
| JPH08340226A (ja) | Ｒｆスイッチ機能付き増幅器 | |
| KR20220082552A (ko) | 다중 모드 가변 이득 전력 증폭 장치 | |
| JP2000022461A (ja) | 高周波用電力増幅器 |