JPH06103809B2 - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
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- JPH06103809B2 JPH06103809B2 JP63144332A JP14433288A JPH06103809B2 JP H06103809 B2 JPH06103809 B2 JP H06103809B2 JP 63144332 A JP63144332 A JP 63144332A JP 14433288 A JP14433288 A JP 14433288A JP H06103809 B2 JPH06103809 B2 JP H06103809B2
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- circuit
- amplifier
- switching
- signal
- power
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0088—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using discontinuously variable devices, e.g. switch-operated
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0277—Selecting one or more amplifiers from a plurality of amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は増幅回路に関するもので、特に、高周波増幅
回路において出力信号パワーを変化させるための技術に
関する。
回路において出力信号パワーを変化させるための技術に
関する。
無線機などの出力増幅回路においては、高周波信号を多
段増幅回路によって増幅し、それによって高パワーの出
力信号を得ている。しかしながら、交信先との距離が短
い場合などには低パワーの出力信号でも交信可能である
ため、出力信号のパワーを高パワーと低パワーとの間で
切換えることができる出力パワー切換型の出力増幅回路
も用いられる。
段増幅回路によって増幅し、それによって高パワーの出
力信号を得ている。しかしながら、交信先との距離が短
い場合などには低パワーの出力信号でも交信可能である
ため、出力信号のパワーを高パワーと低パワーとの間で
切換えることができる出力パワー切換型の出力増幅回路
も用いられる。
第10図はこのような出力パワー切換型の出力増幅回路の
従来例を示すプロック図である。同図において、この出
力増幅回路は、複数の単位増幅機1a〜1cの多段接続によ
って構成された多段増幅回路１を有している。そして、
高周波入力信号SIは入力端子２に与えられ、この入力信
号SIが多段増幅回路１で増幅されて高周波出力信号SOと
なる。この高周波出力信号SOは、出力端子３から負荷回
路４へ与えられる。
従来例を示すプロック図である。同図において、この出
力増幅回路は、複数の単位増幅機1a〜1cの多段接続によ
って構成された多段増幅回路１を有している。そして、
高周波入力信号SIは入力端子２に与えられ、この入力信
号SIが多段増幅回路１で増幅されて高周波出力信号SOと
なる。この高周波出力信号SOは、出力端子３から負荷回
路４へ与えられる。
各単位増幅器1a〜1cには、電源入力端子6a〜6cを介し
て、DC電源５からDC電力がそれぞれ供給される。ただ
し、初段単位増幅器1aへのDC電力供給は電子式可変抵抗
器７を介して行なわれている。この電子式可変抵抗器７
は、抵抗制御信号SRのレベルに応じて、その内部等価抵
抗値が変化するように構成されている。
て、DC電源５からDC電力がそれぞれ供給される。ただ
し、初段単位増幅器1aへのDC電力供給は電子式可変抵抗
器７を介して行なわれている。この電子式可変抵抗器７
は、抵抗制御信号SRのレベルに応じて、その内部等価抵
抗値が変化するように構成されている。
このように構成された出力増幅回路において、出力信号
SOのパワーを変えたいときには、抵抗制御信号SRのレベ
ルを変えることにより、電子式可変抵抗器７の内部等価
抵抗値を増減させる。すると、初段単位増幅器1aに与え
られるDCバイアスの値が変化し、そのゲインが変化す
る。そして、それによって多段増幅回路１全体としての
ゲインも変化する。その結果、出力端子３から負荷回路
４に与えられる高周波出力信号SOのパワーが変化する。
SOのパワーを変えたいときには、抵抗制御信号SRのレベ
ルを変えることにより、電子式可変抵抗器７の内部等価
抵抗値を増減させる。すると、初段単位増幅器1aに与え
られるDCバイアスの値が変化し、そのゲインが変化す
る。そして、それによって多段増幅回路１全体としての
ゲインも変化する。その結果、出力端子３から負荷回路
４に与えられる高周波出力信号SOのパワーが変化する。
ところで、単位増幅器1a〜1cのそれぞれは、多段増幅回
路１に高パワー出力動作を行なわせる場合において最も
高い効率で増幅動作をするよう、設計されている。具体
的には、各単位増幅器1a〜1cに内蔵されているインピー
ダンス整合回路（図示せず）が、高パワー出力時に最適
整合を与えるように構成されている。
路１に高パワー出力動作を行なわせる場合において最も
高い効率で増幅動作をするよう、設計されている。具体
的には、各単位増幅器1a〜1cに内蔵されているインピー
ダンス整合回路（図示せず）が、高パワー出力時に最適
整合を与えるように構成されている。
このため、初段増幅器1aのゲインを低下させた場合に
は、この初段増幅器1a内で電力増幅を行なっているトラ
ンジスタ（図示せず）の等価インピーダンスが変化し、
後段側の単位増幅器1bとの間のインピーダンス整合がと
れなくなってしまう。第２段単位増幅器1bも、その入力
レベルが低化することによりその内部インピーダンスが
変化し、最終段の単位増幅器1cとの間のインピーダンス
整合がとれなくなる。したがって、初段単位増幅器1aへ
与えるDC電力を低化させて出力信号パワーを低化させた
場合には、多段増幅回路１での電力効率が低下する。
は、この初段増幅器1a内で電力増幅を行なっているトラ
ンジスタ（図示せず）の等価インピーダンスが変化し、
後段側の単位増幅器1bとの間のインピーダンス整合がと
れなくなってしまう。第２段単位増幅器1bも、その入力
レベルが低化することによりその内部インピーダンスが
変化し、最終段の単位増幅器1cとの間のインピーダンス
整合がとれなくなる。したがって、初段単位増幅器1aへ
与えるDC電力を低化させて出力信号パワーを低化させた
場合には、多段増幅回路１での電力効率が低下する。
この事情は、DC電源５としてバッテリなどを用いている
可搬型無線機において特に問題となる。それは、パワー
セーブのために出力信号パワーを下げても、それに比例
して消費電力は低下せず、パワーの浪費となってバッテ
リの寿命を延ばすことはできないことになるためであ
る。
可搬型無線機において特に問題となる。それは、パワー
セーブのために出力信号パワーを下げても、それに比例
して消費電力は低下せず、パワーの浪費となってバッテ
リの寿命を延ばすことはできないことになるためであ
る。
この発明は従来技術における上述の問題の克服を意図し
ており、電力効率の低下を招くことなく出力信号パワー
を変化させることができる増幅回路を提供することを第
１の目的とする。
ており、電力効率の低下を招くことなく出力信号パワー
を変化させることができる増幅回路を提供することを第
１の目的とする。
また、特に、多段増幅回路を有する高周波増幅回路につ
き、電力効率を低下させることなく出力信号パワーを変
化させることができる回路構成を提供することを第２の
目的とする。
き、電力効率を低下させることなく出力信号パワーを変
化させることができる回路構成を提供することを第２の
目的とする。
この発明の第１の構成は、入力信号を増幅して増幅信号
を生成する増幅回路を対象としている。そして、この増
幅回路は、互いに異なる最適入力レベルを持った複数の
単位増幅器の多段接続を有し、入力信号を増幅して増幅
信号を生成する多段増幅回路と、前記複数の単位増幅器
のうち、後段側単位増幅器に並列接続されて、前記後段
側単位増幅器をバイパスするバイパス経路と、前記後段
側単位増幅器と前記バイパス経路との並列回路に結合さ
れるとともに、外部から与えられるスイッチング信号に
応答して前記後段側増幅器と前記バイパス経路とのうち
の一方を選択的に導通化するスイッチング手段とを備え
て構成されている。
を生成する増幅回路を対象としている。そして、この増
幅回路は、互いに異なる最適入力レベルを持った複数の
単位増幅器の多段接続を有し、入力信号を増幅して増幅
信号を生成する多段増幅回路と、前記複数の単位増幅器
のうち、後段側単位増幅器に並列接続されて、前記後段
側単位増幅器をバイパスするバイパス経路と、前記後段
側単位増幅器と前記バイパス経路との並列回路に結合さ
れるとともに、外部から与えられるスイッチング信号に
応答して前記後段側増幅器と前記バイパス経路とのうち
の一方を選択的に導通化するスイッチング手段とを備え
て構成されている。
また、この発明の第２の構成では、前記入力信号はVHF
帯またはUHF帯に属する高周波入力信号であり、前記入
力信号の波長をλとし、Ｎを任意の正整数としたとき、
前記バイパス経路は、（Ｎλ/2）の線路長を有するスト
リップ線路を有し、前記スイッチング手段は、前記後段
側単位増幅器に結合され、かつ第１のスイッチング信号
に応答して前記並列回路のうち前記後段側単位増幅器を
通る回路部分を電気的に開閉する第１のスイッチング回
路と、１≦Ｍ≦Ｎを満足する任意の正整数Ｍに対して前
記ストリップ線路の端点から前記ストリップ線路に沿っ
て［（2M−１）λ/4］だけ離れた中間点と所定の定電位
点との間に介挿され、かつ前記第１のスイッチング信号
に同期した第２のスイッチング信号に応答して前記中間
点と前記定電位点との間の電気的開閉を行なう第２のス
イッチング回路とを有する。
帯またはUHF帯に属する高周波入力信号であり、前記入
力信号の波長をλとし、Ｎを任意の正整数としたとき、
前記バイパス経路は、（Ｎλ/2）の線路長を有するスト
リップ線路を有し、前記スイッチング手段は、前記後段
側単位増幅器に結合され、かつ第１のスイッチング信号
に応答して前記並列回路のうち前記後段側単位増幅器を
通る回路部分を電気的に開閉する第１のスイッチング回
路と、１≦Ｍ≦Ｎを満足する任意の正整数Ｍに対して前
記ストリップ線路の端点から前記ストリップ線路に沿っ
て［（2M−１）λ/4］だけ離れた中間点と所定の定電位
点との間に介挿され、かつ前記第１のスイッチング信号
に同期した第２のスイッチング信号に応答して前記中間
点と前記定電位点との間の電気的開閉を行なう第２のス
イッチング回路とを有する。
第１の構成においては、後段側単位増幅器とバイパス経
路とのうちの一方が選択的に導通化する。後段側単位増
幅器を導通化したときには、その増幅作用が前段側単位
増幅器の増幅作用と組合わされて、高パワーの出力信号
が得られる。一方、バイパス経路を導通化させたときに
は、前段側単位増幅器の増幅作用のみによって入力信号
が増幅され、出力信号パワーは低下する。いずれの場合
にも、前段側単位増幅器の作動条件は変化しないことか
ら、電力効率の低下を招くようなインピーダンス不整合
は生じない。
路とのうちの一方が選択的に導通化する。後段側単位増
幅器を導通化したときには、その増幅作用が前段側単位
増幅器の増幅作用と組合わされて、高パワーの出力信号
が得られる。一方、バイパス経路を導通化させたときに
は、前段側単位増幅器の増幅作用のみによって入力信号
が増幅され、出力信号パワーは低下する。いずれの場合
にも、前段側単位増幅器の作動条件は変化しないことか
ら、電力効率の低下を招くようなインピーダンス不整合
は生じない。
第２の構成では、入力信号が高周波信号であることを考
慮して、バイパス経路としてストリップ線路が使用され
ている。
慮して、バイパス経路としてストリップ線路が使用され
ている。
第１図は、この発明を無線機の高周波出力可変増幅回路
に適用した第１の実施例を示すブロック図である。同図
において、多段増幅回路１は縦列（直列）接続された３
個の単位増幅器1a〜1cを有しており、高周波入力信号SI
は入力端子２へ与えられる。この実施例では、高周波入
力信号SIは、VHFまたはUHF帯に属する周波数を有してい
る。入力信号SIは多段増幅回路１によって増幅され、出
力端子３から高周波出力信号SOとして負荷回路４に供給
される。
に適用した第１の実施例を示すブロック図である。同図
において、多段増幅回路１は縦列（直列）接続された３
個の単位増幅器1a〜1cを有しており、高周波入力信号SI
は入力端子２へ与えられる。この実施例では、高周波入
力信号SIは、VHFまたはUHF帯に属する周波数を有してい
る。入力信号SIは多段増幅回路１によって増幅され、出
力端子３から高周波出力信号SOとして負荷回路４に供給
される。
多段増幅回路１へその動作電力を供給するために、バッ
テリ等のDC電源５が設けられている。初段単位増幅器1a
および第２段単位増幅器1bに対しては、DC電源５からの
DC電力がそのまま電力入力端子6aおよび6bを介して、そ
れぞれ供給されている。一方、最終段単位増幅器1cの電
力入力端子6cとDC電源５との間には、スイッチング回路
11が介挿されている。このスイッチング回路11は、スイ
ッチング信号SW1に応答して、DC電源５から最終段端子
増幅器1cへの電力供給経路を開閉する。この実施例で
は、スイッチング信号SW1がハイレベルのとき、スイッ
チング回路11が“閉”となるようにされている。
テリ等のDC電源５が設けられている。初段単位増幅器1a
および第２段単位増幅器1bに対しては、DC電源５からの
DC電力がそのまま電力入力端子6aおよび6bを介して、そ
れぞれ供給されている。一方、最終段単位増幅器1cの電
力入力端子6cとDC電源５との間には、スイッチング回路
11が介挿されている。このスイッチング回路11は、スイ
ッチング信号SW1に応答して、DC電源５から最終段端子
増幅器1cへの電力供給経路を開閉する。この実施例で
は、スイッチング信号SW1がハイレベルのとき、スイッ
チング回路11が“閉”となるようにされている。
単位増幅器1a〜1cの内部構成が第２図に示されている。
第２図は最終段単位増幅器1cについての図であるが、他
の単位増幅器1aおよび1bについても同様である。同図に
示すように、単位増幅器1cは、入力整合回路12,増幅素
子13および出力整合回路14から構成されている。入力整
合回路12および出力整合回路14は、単位増幅器1cと、そ
の前後に存在する回路との間のインピーダンス整合のた
めにそれぞれ設けられている。第２図中には、これらの
整合回路12および14が各単位増幅器内に独立して設けら
れている構成が描かれているが、単位増幅回路の縦列接
続において互いに隣接することとなる複数のインピーダ
ンス整合回路が互いに組合わされて、複合インピーダン
ス整合回路となっていてもよい。
第２図は最終段単位増幅器1cについての図であるが、他
の単位増幅器1aおよび1bについても同様である。同図に
示すように、単位増幅器1cは、入力整合回路12,増幅素
子13および出力整合回路14から構成されている。入力整
合回路12および出力整合回路14は、単位増幅器1cと、そ
の前後に存在する回路との間のインピーダンス整合のた
めにそれぞれ設けられている。第２図中には、これらの
整合回路12および14が各単位増幅器内に独立して設けら
れている構成が描かれているが、単位増幅回路の縦列接
続において互いに隣接することとなる複数のインピーダ
ンス整合回路が互いに組合わされて、複合インピーダン
ス整合回路となっていてもよい。
増幅素子13はたとえばトランジスタによって構成され、
電力入力端子6cから与えられるDC電力によってバイアス
される。したがって、このDC電力の供給が停止したとき
には、増幅素子13はその増幅作用が停止して不能化する
とともに、入力整合回路12側から出力整合回路14側への
信号伝達能を失う。したがって、DC電力の供給の停止
は、単位増幅器1cの非導通化をもたらすようになってい
る。
電力入力端子6cから与えられるDC電力によってバイアス
される。したがって、このDC電力の供給が停止したとき
には、増幅素子13はその増幅作用が停止して不能化する
とともに、入力整合回路12側から出力整合回路14側への
信号伝達能を失う。したがって、DC電力の供給の停止
は、単位増幅器1cの非導通化をもたらすようになってい
る。
第１図に戻って、最終段単位増幅器1cには、ストリップ
線路20がノードN1,N2において並列接続され、それによ
って最終段単位増幅器1cとストリッフ線路20とによる並
列回路が形成されている。ストリップ線路20は、入力信
号SIの波長λに対して、λ/2だけの電気長を持ってい
る。後述する説明から明らかになるように、ストリップ
線路20は、最終段単位増幅器1cをバイパスするバイパス
経路である。
線路20がノードN1,N2において並列接続され、それによ
って最終段単位増幅器1cとストリッフ線路20とによる並
列回路が形成されている。ストリップ線路20は、入力信
号SIの波長λに対して、λ/2だけの電気長を持ってい
る。後述する説明から明らかになるように、ストリップ
線路20は、最終段単位増幅器1cをバイパスするバイパス
経路である。
ストリップ線路20の中央点Ｐ、すなわちストリップの線
路の端点から、このストリップ線路20に沿ってλ/4の電
気長だけ離れた点と、接地点GNDとの間には、スイッチ
ング回路30が介挿されている。スイッチング回路30は、
高周波スイッチングダイオード32と、このダイオード32
のDCバイアス用RFC35との並列回路を有している。高周
波スイッチングダイオード32としては、たとえばPINダ
イオードが使用されている。
路の端点から、このストリップ線路20に沿ってλ/4の電
気長だけ離れた点と、接地点GNDとの間には、スイッチ
ング回路30が介挿されている。スイッチング回路30は、
高周波スイッチングダイオード32と、このダイオード32
のDCバイアス用RFC35との並列回路を有している。高周
波スイッチングダイオード32としては、たとえばPINダ
イオードが使用されている。
ダイオード32の陰極側および陽極側には、DCブロッキン
グコンデンサ31および33がそれぞれ設けられている。ま
た、ダイオード32とコンデンサ33との間のノードには抵
抗34の一端が接続され、抵抗34の他端はスイッチング信
号入力端子36に接続されている。この入力端子36にはス
イッチング信号SW2が与えられる。このスイッチング信
号SW2は、最終段単位増幅器6cへの電力供給制御用のス
イッチング回路11の出力であってもよい。
グコンデンサ31および33がそれぞれ設けられている。ま
た、ダイオード32とコンデンサ33との間のノードには抵
抗34の一端が接続され、抵抗34の他端はスイッチング信
号入力端子36に接続されている。この入力端子36にはス
イッチング信号SW2が与えられる。このスイッチング信
号SW2は、最終段単位増幅器6cへの電力供給制御用のス
イッチング回路11の出力であってもよい。
この実施例の動作を説明する上で理解を助けるため、具
体的な数値を仮定して以下に述べる。
体的な数値を仮定して以下に述べる。
以上の構成を有するこの高周波増幅回路は、混成集積回
路として形成されている。そして、単位増幅器1a〜1cの
最適入力レベルはそれぞれ、10mW,0.15Wおよび1Wに設定
されている。また負荷回路４の入力インピーダンスは50
Ωとされている。さらに、単位増幅器1a〜1cのすべてを
能動化したときの出力信号SOは5Wのパワーを持つように
設計されている。最終段単位増幅器1cの出力インピーダ
ンスは、1W入力時において50Ωとされ、他の単位増幅器
1aおよび1bの出力インピーダンスも、それぞれの最適入
力レベルにおいて50Ωとなるように設定されている。こ
の高周波増幅回路の出力信号SOを高パワーとするときに
は、スイッチング信号SW1をハイレベルとする。する
と、スイッチング回路11は“閉”状態となり、最終段単
位増幅器1cは導通化かつ能動化される。
路として形成されている。そして、単位増幅器1a〜1cの
最適入力レベルはそれぞれ、10mW,0.15Wおよび1Wに設定
されている。また負荷回路４の入力インピーダンスは50
Ωとされている。さらに、単位増幅器1a〜1cのすべてを
能動化したときの出力信号SOは5Wのパワーを持つように
設計されている。最終段単位増幅器1cの出力インピーダ
ンスは、1W入力時において50Ωとされ、他の単位増幅器
1aおよび1bの出力インピーダンスも、それぞれの最適入
力レベルにおいて50Ωとなるように設定されている。こ
の高周波増幅回路の出力信号SOを高パワーとするときに
は、スイッチング信号SW1をハイレベルとする。する
と、スイッチング回路11は“閉”状態となり、最終段単
位増幅器1cは導通化かつ能動化される。
一方、スイッチング信号SW2もスイッチング信号SW1に同
期してハイレベルとされる。このため、ダイオード32は
順バイアスされ、ダイオード32は導通する。そして、こ
のダイオード32を通ったDCバイアス電流はRFC35を介し
て接地レベルへと流れる。DCバイアス電流の値は、抵抗
34によって規定の値に設定される。
期してハイレベルとされる。このため、ダイオード32は
順バイアスされ、ダイオード32は導通する。そして、こ
のダイオード32を通ったDCバイアス電流はRFC35を介し
て接地レベルへと流れる。DCバイアス電流の値は、抵抗
34によって規定の値に設定される。
ダイオード32が導通状態になっていることにより、高周
波信号に対するスイッチング回路30の等価回路は、第３
図に示すように、実質的にダイオード32のオン抵抗RON
のみの回路となる。ストリップ線路20の特性インピーダ
ンスをZ0としたとき、ストリップ線路20の送電端N1から
見た送電端インピーダンスZinは、λ/4線路についての
周知の公式により、 Ｚin＝Ｚ０ ２/RON …（１） と表現されるが、イオン抵抗RONがかなり小さな値をも
つため、送電端インピーダンスZinは実質的に無限大と
なる。
波信号に対するスイッチング回路30の等価回路は、第３
図に示すように、実質的にダイオード32のオン抵抗RON
のみの回路となる。ストリップ線路20の特性インピーダ
ンスをZ0としたとき、ストリップ線路20の送電端N1から
見た送電端インピーダンスZinは、λ/4線路についての
周知の公式により、 Ｚin＝Ｚ０ ２/RON …（１） と表現されるが、イオン抵抗RONがかなり小さな値をも
つため、送電端インピーダンスZinは実質的に無限大と
なる。
このため、送電端N1は、等価的にストリップ線路20から
開放された状態となり、10mWの入力信号SIに対して単位
増幅器1a〜1cによる３段増幅が行なわれる。その結果、
出力信号SOは5Wの高パワー信号となる。
開放された状態となり、10mWの入力信号SIに対して単位
増幅器1a〜1cによる３段増幅が行なわれる。その結果、
出力信号SOは5Wの高パワー信号となる。
出力信号SOを低パワーとしたいときには、スイッチング
信号SW1およびSW2をローレベル（ゼロまたは負レベル）
とする。すると、まず、スイッチ回路11が“開”状態と
なり、最終段単位増幅器1cへの電力供給は停止する。そ
れによって、最終段単位増幅器1cは不能動化かつ非導通
化する。
信号SW1およびSW2をローレベル（ゼロまたは負レベル）
とする。すると、まず、スイッチ回路11が“開”状態と
なり、最終段単位増幅器1cへの電力供給は停止する。そ
れによって、最終段単位増幅器1cは不能動化かつ非導通
化する。
一方、スイッチング信号SW2がローレベルであることに
より、ダイオード32はオフとなる。オフ状態にあるダイ
オード32の等価内部抵抗と等価内部容量とをそれぞれ
RP,Cとしたとき、ダイオード32がオフの際のスイッチン
グ回路30の等価回路は第４図のようになる。第１図のDC
ブロッキングコンデンサ31および33のそれぞれの容量は
ダイオード32の内部等価抵抗と比較して十分に大きいた
め、高周波信号に対する等価回路を表現した第４図中で
はコンデンサ31および33は無視されている。
より、ダイオード32はオフとなる。オフ状態にあるダイ
オード32の等価内部抵抗と等価内部容量とをそれぞれ
RP,Cとしたとき、ダイオード32がオフの際のスイッチン
グ回路30の等価回路は第４図のようになる。第１図のDC
ブロッキングコンデンサ31および33のそれぞれの容量は
ダイオード32の内部等価抵抗と比較して十分に大きいた
め、高周波信号に対する等価回路を表現した第４図中で
はコンデンサ31および33は無視されている。
第４図からわかるように、抵抗RP,RFC34のインダクタン
スＬおよび容量Ｃは並列回路を形成している。そして、
この実施例では、入力信号SIの角周波数ωに対して、イ
ンダクタンスＬおよび容量Ｃが、反共振条件： ωＬ＝1/ωＣ …（２） を満足するようにインダクタンスＬの値が決定されてい
る。その結果、スイッチング回路30は、等価的に抵抗Rp
のみの回路となる。そして、抵抗Rpはかなり大きな値を
持つため、ストリップ線路20の中央点Ｐと接地レベルGN
Dとの電気的結合は極めて弱くなる。また、抵抗Rpを通
る電流もわずかであるため、スイッチング回路30内の電
力消費も微小である。
スＬおよび容量Ｃは並列回路を形成している。そして、
この実施例では、入力信号SIの角周波数ωに対して、イ
ンダクタンスＬおよび容量Ｃが、反共振条件： ωＬ＝1/ωＣ …（２） を満足するようにインダクタンスＬの値が決定されてい
る。その結果、スイッチング回路30は、等価的に抵抗Rp
のみの回路となる。そして、抵抗Rpはかなり大きな値を
持つため、ストリップ線路20の中央点Ｐと接地レベルGN
Dとの電気的結合は極めて弱くなる。また、抵抗Rpを通
る電流もわずかであるため、スイッチング回路30内の電
力消費も微小である。
中央点Ｐと接地レベルGNDとの間の実質的な結合が失わ
れるため、送電端N1から見た送電端インピーダンスZin
は、ストリップ線路20の特性インピーダンスZ0に依存せ
ず、負荷回路４のインピーダンスに一致する。これは、
λ/2線路の一般的性質から理解できる。
れるため、送電端N1から見た送電端インピーダンスZin
は、ストリップ線路20の特性インピーダンスZ0に依存せ
ず、負荷回路４のインピーダンスに一致する。これは、
λ/2線路の一般的性質から理解できる。
以上の事情により、10mWのパワーをもつ入力信号SIは初
段単位増幅器1aおよび第２段増幅器1bによって順次に増
幅された後、ストリップ線路20を通ることによって最終
段単位増幅器1cをバイパスする。その結果、第２段単位
増幅器で得られた1Wの低パワー信号が、出力端子３から
負荷回路４へと送給される。
段単位増幅器1aおよび第２段増幅器1bによって順次に増
幅された後、ストリップ線路20を通ることによって最終
段単位増幅器1cをバイパスする。その結果、第２段単位
増幅器で得られた1Wの低パワー信号が、出力端子３から
負荷回路４へと送給される。
この低パワー出力動作において、初段単位増幅器1aおよ
び第２段単位増幅器1bは、それぞれ最適入力レベル10mW
および0.15W、さらに最適出力レベル0.15Wおよび1Wでそ
れぞれ動作していることに注意されたい。つまり、出力
信号SOのパワーを低化させても、各単位増幅器1aおよび
1bの電力効率は不変である。このため、最終段単位増幅
器1cを不能化したことによって、バワーセーブが確実に
行なわれる。その結果、DC電源５の寿命を伸ばすことが
できる。また、この実施例では第２段単位増幅器1b（一
般にはバイパス経路の前段に存在する単位増幅器）の出
力インピーダンスを負荷インピーダンスと整合させてい
るため、バイパス動作を行なわせたときにも、多段増幅
回路１と負荷回路４とのインピーダンス整合がとれた状
態となっている。このため、パワーセーブ作用はさらに
向上している。
び第２段単位増幅器1bは、それぞれ最適入力レベル10mW
および0.15W、さらに最適出力レベル0.15Wおよび1Wでそ
れぞれ動作していることに注意されたい。つまり、出力
信号SOのパワーを低化させても、各単位増幅器1aおよび
1bの電力効率は不変である。このため、最終段単位増幅
器1cを不能化したことによって、バワーセーブが確実に
行なわれる。その結果、DC電源５の寿命を伸ばすことが
できる。また、この実施例では第２段単位増幅器1b（一
般にはバイパス経路の前段に存在する単位増幅器）の出
力インピーダンスを負荷インピーダンスと整合させてい
るため、バイパス動作を行なわせたときにも、多段増幅
回路１と負荷回路４とのインピーダンス整合がとれた状
態となっている。このため、パワーセーブ作用はさらに
向上している。
ところで、第１図の増幅回路ではλ/2の電気長を持つス
トリップ線路20を用いたが、一般には、Ｎを任意の正整
数としたとき、（Ｎλ/2）の電気長を持つストリップ線
路21（第５図）をバイパス経路として使用することがで
きる。そして、このときには、１≦Ｍ≦Ｎを満足する任
意の正整数Ｍに対して、ストリップ線路21の端点から
［（2M−１）λ/4］だけの電気長を隔てた中間点PIにス
イッチング回路30を接続すればよい。また、Ｎ≧２のと
きには、このような中間点PIは複数存在するが、そのう
ちの一部または全部にそれぞれスイッチング回路30を接
続してもよい。全部の中間点にスイッチング回路30を接
続した状態が第５図に破線で示されている。
トリップ線路20を用いたが、一般には、Ｎを任意の正整
数としたとき、（Ｎλ/2）の電気長を持つストリップ線
路21（第５図）をバイパス経路として使用することがで
きる。そして、このときには、１≦Ｍ≦Ｎを満足する任
意の正整数Ｍに対して、ストリップ線路21の端点から
［（2M−１）λ/4］だけの電気長を隔てた中間点PIにス
イッチング回路30を接続すればよい。また、Ｎ≧２のと
きには、このような中間点PIは複数存在するが、そのう
ちの一部または全部にそれぞれスイッチング回路30を接
続してもよい。全部の中間点にスイッチング回路30を接
続した状態が第５図に破線で示されている。
複数の中間点にスイッチング回路30を接続した場合に
は、バイパス経路を非導通化させる能力が向上する。す
なわち、複数の中間点でのインピーダンスが非常に小さ
くなるため、送電端Ｎから見た送電端インピーダンスZ
inが、より完全に無限大となる。
は、バイパス経路を非導通化させる能力が向上する。す
なわち、複数の中間点でのインピーダンスが非常に小さ
くなるため、送電端Ｎから見た送電端インピーダンスZ
inが、より完全に無限大となる。
第６図は、第２の実施例を示す。この第２の実施例で
は、最適入力レベルが互いに異なる４個の単位増幅器1a
〜1dの多段接続によって多段増幅回路が構成されてい
る。そして、すべての単位増幅器1a〜1dに、λ/2ストリ
ップ線路20a〜20dがそれぞれ並列接続されている。スイ
ッチング回路11a〜11dおよび30a〜30dも、すべての単位
増幅器1a〜1dおよびストリップ線路20a〜20dに対応し
て、それぞれ設けられている。スイッチング回路11a〜1
1dおよび30a〜30dの内部構成は、第１図のスイッチング
回路11および30のそれと同一である。スイッチング回路
11a〜11dは、電力入力端子6a〜6dを介して単位増幅器1a
〜1dにそれぞれ接続されている。
は、最適入力レベルが互いに異なる４個の単位増幅器1a
〜1dの多段接続によって多段増幅回路が構成されてい
る。そして、すべての単位増幅器1a〜1dに、λ/2ストリ
ップ線路20a〜20dがそれぞれ並列接続されている。スイ
ッチング回路11a〜11dおよび30a〜30dも、すべての単位
増幅器1a〜1dおよびストリップ線路20a〜20dに対応し
て、それぞれ設けられている。スイッチング回路11a〜1
1dおよび30a〜30dの内部構成は、第１図のスイッチング
回路11および30のそれと同一である。スイッチング回路
11a〜11dは、電力入力端子6a〜6dを介して単位増幅器1a
〜1dにそれぞれ接続されている。
スイッチング回路11aおよび30aにそれぞれ与えられるス
イッチング信号の組（SWa1,SWa2）は、実質的に同期し
てハイレベルまたはローレベルとなる。同様に、スイッ
チング信号の組（SWb1,SWb2），（SWc1,SWc2）および
（SWd1,SWd2）は、それぞれの組の中で同期してレベル
変化する。しかしながら、各組の間でのレベル変化は独
立して制御される。
イッチング信号の組（SWa1,SWa2）は、実質的に同期し
てハイレベルまたはローレベルとなる。同様に、スイッ
チング信号の組（SWb1,SWb2），（SWc1,SWc2）および
（SWd1,SWd2）は、それぞれの組の中で同期してレベル
変化する。しかしながら、各組の間でのレベル変化は独
立して制御される。
たとえば、これらのすべてのスイッチング信号をハイレ
ベルとすると、出力信号SOのパワーは最大となる。ま
た、最終段単位増幅器1dに対応するスイッチング信号の
組（SWd1,SWd2）のみをローレベルとすると、最終単位
増幅器1dのみがバイパスされ、出力信号SOのパワーは、
単位増幅器１個によるゲイン分だけ低下する。同様にし
て、後段側の２組のスイッチング信号をローレベルとす
れば出力信号SOのパワーはさらに低下する。
ベルとすると、出力信号SOのパワーは最大となる。ま
た、最終段単位増幅器1dに対応するスイッチング信号の
組（SWd1,SWd2）のみをローレベルとすると、最終単位
増幅器1dのみがバイパスされ、出力信号SOのパワーは、
単位増幅器１個によるゲイン分だけ低下する。同様にし
て、後段側の２組のスイッチング信号をローレベルとす
れば出力信号SOのパワーはさらに低下する。
このように、第６図の増幅回路では、後段側の任意個数
のスイッチング信号をローレベルとしてバイパスさせる
ことにより、出力信号SOのパワーを多段階に低下させる
ことができる。いずれの場合にも、導通化（能動化）さ
れる単位増幅器のすべてが、それらの最適入力レベルで
動作することは、第１の実施例と同様である。また、第
１の実施例で述べた各種の変形もこの第２の実施例に適
用可能である。さらに、負荷回路４との間のインピーダ
ンス整合をとるために、すべての単位増幅器1a〜1dの出
力インピーダンスは、負荷インピーダンスと同一とされ
ている。この第２の実施例からわかるように、バイパス
経路は、後段側単位増幅器のみならず、前段単位増幅器
にも設けてあってもよいことになる。
のスイッチング信号をローレベルとしてバイパスさせる
ことにより、出力信号SOのパワーを多段階に低下させる
ことができる。いずれの場合にも、導通化（能動化）さ
れる単位増幅器のすべてが、それらの最適入力レベルで
動作することは、第１の実施例と同様である。また、第
１の実施例で述べた各種の変形もこの第２の実施例に適
用可能である。さらに、負荷回路４との間のインピーダ
ンス整合をとるために、すべての単位増幅器1a〜1dの出
力インピーダンスは、負荷インピーダンスと同一とされ
ている。この第２の実施例からわかるように、バイパス
経路は、後段側単位増幅器のみならず、前段単位増幅器
にも設けてあってもよいことになる。
第７図は第３の実施例を示す。この第３の実施例では、
λ/2ストリップ線路20が、後段側の２つの単位増幅器1b
および1cに対して並列接続されている。ストリップ線路
20からなるバイパス経路を導通化するときには、単位増
幅器1bおよび1cが同時に非導通化される。一般に、バイ
パス経路は、任意個数の単位増幅器に対して並列に設け
ることができる。
λ/2ストリップ線路20が、後段側の２つの単位増幅器1b
および1cに対して並列接続されている。ストリップ線路
20からなるバイパス経路を導通化するときには、単位増
幅器1bおよび1cが同時に非導通化される。一般に、バイ
パス経路は、任意個数の単位増幅器に対して並列に設け
ることができる。
スイッチング回路30内のスッチング素子としては、ダイ
オード以外の能動素子を利用してもよい。たとえば、第
8A図のスイッチング回路30aでは、バイポーラトランジ
スタ37が使用され、また、第8B図のスイッチング回路30
bではFET38が使用されている。このようなトランジスタ
37または38を用いる場合には、スイッチング信号入力端
子36からストリップ線路20へと電流が流れることはない
ため、DCブロッキングコンデンサは不要である。FET38
を利用する場合には、スイッチング信号SW2によるバイ
アス電流が流れることはないため、バイアス電流値制限
用の抵抗34も不要である。
オード以外の能動素子を利用してもよい。たとえば、第
8A図のスイッチング回路30aでは、バイポーラトランジ
スタ37が使用され、また、第8B図のスイッチング回路30
bではFET38が使用されている。このようなトランジスタ
37または38を用いる場合には、スイッチング信号入力端
子36からストリップ線路20へと電流が流れることはない
ため、DCブロッキングコンデンサは不要である。FET38
を利用する場合には、スイッチング信号SW2によるバイ
アス電流が流れることはないため、バイアス電流値制限
用の抵抗34も不要である。
第９図は、この発明において後段側単位増幅器にバイパ
ス経路を設けることの利点を説明するための比較例を示
す。第９図の回路では、前段側単位増幅器1aのみにスト
リップ線路20をバイパス経路として設けている。この場
合には、単位増幅器1aを非導通化したときに、入力信号
SIのパワー10mWがそのまま第２段単位増幅器1bに与えら
れる。すると、最適入力レベルとして0.15Wを有する第
２段増幅器1bにおいて、電力効率が低下してしまう。最
終段単位増幅器1cにおいても、第２段単位増幅器1bの出
力レベル低下によって、同様の電力効率低下が生ずる。
このため、この発明のように、後段側単位増幅器にバイ
パス経路を設けることは、第９図の参考例とは異なる大
きな利点を有することになる。
ス経路を設けることの利点を説明するための比較例を示
す。第９図の回路では、前段側単位増幅器1aのみにスト
リップ線路20をバイパス経路として設けている。この場
合には、単位増幅器1aを非導通化したときに、入力信号
SIのパワー10mWがそのまま第２段単位増幅器1bに与えら
れる。すると、最適入力レベルとして0.15Wを有する第
２段増幅器1bにおいて、電力効率が低下してしまう。最
終段単位増幅器1cにおいても、第２段単位増幅器1bの出
力レベル低下によって、同様の電力効率低下が生ずる。
このため、この発明のように、後段側単位増幅器にバイ
パス経路を設けることは、第９図の参考例とは異なる大
きな利点を有することになる。
なお、上記実施例では混成集積回路の形で形成された高
周波高出力増幅回路を対象としているが、他のタイプの
増幅回路についても、この発明は適用可能である。
周波高出力増幅回路を対象としているが、他のタイプの
増幅回路についても、この発明は適用可能である。
以上説明したように、この発明の第１の構成によれば、
後段側単位増幅器にバイパス経路を並列接続してこれら
を選択的に導通化させるため、電力効率の低下を招くこ
となく出力信号パワーを変化させることができる。ま
た、第２の構成によれば、入力信号が高周波信号の場合
につき、上記と同様の効果を得ることができる。
後段側単位増幅器にバイパス経路を並列接続してこれら
を選択的に導通化させるため、電力効率の低下を招くこ
となく出力信号パワーを変化させることができる。ま
た、第２の構成によれば、入力信号が高周波信号の場合
につき、上記と同様の効果を得ることができる。
第１図はこの発明の第１の実施例を示すブロック図、第
２図は単位増幅器の内部構成を示すブロック図、第３図
および第４図はパワー切換時におけるスイッチング回路
の等価回路図、第５図は第１の実施例を一般化した場合
の構成を示す部分回路図、第６図は第２の実施例を示す
ブロック図、第７図は第３の実施例を示すブロック図、
第８図はこの発明の変形例を示す図、第９図は比較例を
示すブロック図、第10図は従来の高周波出力増幅回路を
示すブロック図である。 図において、１は多段増幅回路、1a〜1dは単位増幅器、
11,30はスイッチング回路、20はストリップ線路であ
る。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
２図は単位増幅器の内部構成を示すブロック図、第３図
および第４図はパワー切換時におけるスイッチング回路
の等価回路図、第５図は第１の実施例を一般化した場合
の構成を示す部分回路図、第６図は第２の実施例を示す
ブロック図、第７図は第３の実施例を示すブロック図、
第８図はこの発明の変形例を示す図、第９図は比較例を
示すブロック図、第10図は従来の高周波出力増幅回路を
示すブロック図である。 図において、１は多段増幅回路、1a〜1dは単位増幅器、
11,30はスイッチング回路、20はストリップ線路であ
る。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】入力信号を増幅して増幅信号を生成する増
幅回路であって、 互いに異なる最適入力レベルを持った複数の単位増幅器
の多段接続を有し、入力信号を増幅して増幅信号を生成
する多段増幅回路と、 前記複数の単位増幅器のうち、後段側単位増幅器に並列
接続されて、前記後段側単位増幅器をバイパスするバイ
パス経路と、 前記後段側単位増幅器と前記バイパス経路との並列回路
に結合されるとともに、外部から与えられるスイッチン
グ信号に応答して前記後段側増幅器と前記バイパス経路
とのうちの一方を選択的に導通化するスイッチング手段
とを備えた増幅回路。 - 【請求項２】前記入力信号はVHF帯またはUHF帯に属する
高周波入力信号であり、 前記入力信号の波長をλとし、Ｎを任意の正整数とした
とき、前記バイパス経路は、（Ｎλ/2）の線路長を有す
るストリップ線路を有し、 前記スイッチング手段は、 前記後段側単位増幅器に結合され、かつ第１のスイッチ
ング信号に応答して前記並列回路のうち前記後段側単位
増幅器を通る回路部分を電気的に開閉する第１のスイッ
チング回路と、 １≦Ｍ≦Ｎを満足する任意の正整数Ｍに対して前記スト
リップ線路の端点から前記ストリップ線路に沿って
［（2M−１）λ/4］だけ離れた中間点と所定の定電位点
との間に介挿され、かつ前記第１のスイッチング信号に
同期した第２のスイッチング信号に応答して前記中間点
と前記定電位点との間の電気的開閉を行なう第２のスイ
ッチング回路とを有する、請求項１記載の増幅回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63144332A JPH06103809B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | 増幅回路 |
| US07/300,945 US4910478A (en) | 1988-06-10 | 1989-01-24 | Amplifier circuit and method of controlling output power thereof |
| GB8901655A GB2219702B (en) | 1988-06-10 | 1989-01-26 | Amplifier circuit and method of controlling output power thereof |
| KR1019890006658A KR930007289B1 (ko) | 1988-06-10 | 1989-05-18 | 증폭회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63144332A JPH06103809B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | 増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01311707A JPH01311707A (ja) | 1989-12-15 |
| JPH06103809B2 true JPH06103809B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=15359649
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63144332A Expired - Lifetime JPH06103809B2 (ja) | 1988-06-10 | 1988-06-10 | 増幅回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4910478A (ja) |
| JP (1) | JPH06103809B2 (ja) |
| KR (1) | KR930007289B1 (ja) |
| GB (1) | GB2219702B (ja) |
Cited By (2)
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| JP2009207209A (ja) * | 2009-06-18 | 2009-09-10 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte Ltd | バイパススイッチなしでバイアス変調オプションを有する複数電力モード用電力増幅器 |
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-
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- 1989-01-24 US US07/300,945 patent/US4910478A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01311707A (ja) | 1989-12-15 |
| GB2219702A (en) | 1989-12-13 |
| GB8901655D0 (en) | 1989-03-15 |
| GB2219702B (en) | 1992-09-30 |
| US4910478A (en) | 1990-03-20 |
| KR930007289B1 (ko) | 1993-08-04 |
| KR900001111A (ko) | 1990-01-31 |
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